Зачем диод в мосфет

Зачем диод в мосфет

MOSFET-транзистор, определение и типы

MOSFET-транзисторы – полевые транзисторы с изолированным затвором. Расшифровка аббревиатуры — Metal-Oxide-Semiconductor (металл – окисел – полупроводник) и Field-Effect-Transistors (транзистор, управляемый электрическим полем) Вообще класс полевых транзисторов включает полупроводниковые приборы, управляемые внутренним полем. Внутреннее поле создается напряжением, поэтому полевые транзисторы, в отличие от биполярных транзисторов управляются напряжением! Именно это свойство обеспечивает широкое применение полевых транзисторов.

Ключевыми преимуществами MOSFET-транзисторов являются:

— малая энергия на переключение транзисторы (фактически нужно только перезарядить емкость затвора);

— высокая скорость переключения;

— во включённом состоянии представляет собой омическое сопротивление.

MOSFET-транзисторы как и биполярные транзисторы имеют две основных типа структуры: n-канальные и p-канальные.

Не вдаваясь во внутренние подробности строения MOSFET транзисторов укажем основные отличия в принципе управления:

— n-канальный MOSFET-транзистор открывается положительной полярностью напряжения затвор-исток, и в открытом состоянии пропускает ток от стока к истоку;

— p-канальный MOSFET-транзистор открывается отрицательной полярностью напряжения затвор-исток, и в открытом состоянии пропускает ток от истока к стоку.

По той же причине, что и в биполярных транзисторах, n-канальные MOSFET-транзисторы шустрее p-канальных MOSFET-транзисторов.

Условные обозначения транзисторов n-канального и p-канального MOSFET-транзисторов представлены на рисунке MOSFET.1.

Особенности MOSFET-транзисторов. Реверсный диод в составе MOSFET-транзистора

MOSFET-транзистор в открытом состоянии фактически представляет собой сопротивление. То есть падение напряжения на транзисторе зависит только от его тока. Это очень важное отличие от биполярного транзистора и IGBT-транзистора, всегда имеющих некоторое падение напряжение в открытом состоянии.

В закрытом состоянии сопротивление MOSFET-транзистора составляет десятки-сотни МОм. В открытом – от единиц Ом до единиц миллиОм. Впрочем, сопротивление MOSFET-транзистора в открытом состоянии непостоянно – оно несколько увеличивается с ростом тока. Как правило, не более чем 20-25% при изменении тока от минимального значения до максимального.

Необходимо отметить, что из-за особенностей внутренней структуры MOSFET-транзистор имеет в своем составе паразитный обратный диод, включенный параллельно стоку-истоку, который иногда приводят в условном обозначении транзистора (рисунок MOSFET.2). Если быть до конца точным, то паразитный диод является следствием паразитного транзистора присутствующего в конструкции MOSFET-транзистора. При изготовлении база транзистора электрически соединяется с истоком и коллекторный переход выполняет роль обратного диода.

Падение напряжения на обратном диоде составляет 0,6-0,8 В, что меньше падения напряжения на обычном кремниевом p-n диоде (рисунок MOSFET.3). Именно по этой причине параллельное включение внешних обратных диодов бессмысленно. Ложку дегтя еще добавляет и то, что этот диод достаточно медленный, то есть достаточно долго (порядка 0,3-1 мкс) переходит в непроводящее состояние при смене полярности тока. Существуют схемотехнические способы обойти этот диод например путем последовательного включения в цепь стока диода Шоттки и «обходного» быстродействующего диода включаемого параллельно цепи транзистора и диода.

Достаточно подробно про внутреннюю структуру MOSFET-транзисторов изложено в [Энциклопедия устройств на полевых транзисторах. Дьяконов В.П.,Максимчк А.А.,Ремиев А.М.,Смердов В.Ю. СОЛОН-Р. 2002. 512 с.].

Применение MOSFET-транзисторов

Области использования MOSFET-транзисторов:

— в импульсных преобразователях и стабилизаторах;

— в генераторных устройствах;

— в усилительных каскадах (особенно в звуковых Hi-Fi усилителях);

— в твердотельных реле;

— в качестве элемента логических схем.

Основные преимущества MOSFET-транзисторов проявляются при их использовании в качестве ключевых элементов.

При всех преимуществах MOSFET-транзисторы достаточно «нежные» существа: боятся статического электричества, разрушаются при перегреве свыше 150 °С. Из этого следует то, что полевые транзисторы более критичны к перегреву при пайке по сравнению с биполярными, а также то, что с ними целесообразно работать при условии защиты от статического электричества.

Основные параметры MOSFET-транзистора

Ниже перечислены основные параметры MOSFET-транзистора данные на которые приводятся в справочных листках — datasheet-ах:

1. Максимальное напряжение сток-исток (Drain-Source Voltage) V_DS – максимально допустимое напряжение между стоком и истоком транзистора.

2. Сопротивление сток-исток R_DS – сопротивление между стоком и истоком в открытом состоянии. При заданном напряжении затвор-исток. И токе стока.

3. Максимальное напряжение затвор-исток (Gate-Source Voltage) V_GS ­– максимальное управляющее напряжение затвор-исток. При превышении этого напряжения возможен пробой затворного диэлектрика и выход транзистора из строя.

4. Максимальный ток стока в непрерывном режиме (Continuous Drain Current) I_D – максимальная величина постоянно протекающего тока стока в непрерывном режиме. Зависит от температуры корпуса транзистора и условий теплоотвода.

5. Максимальный импульсный ток стока (Pulsed Drain Current) I_DM — максимальная величина импульсного тока стока. Зависит от коэффициента заполнения, условий теплоотвода. Принципиально ограничивается энергией рассеивания кристалла.

6. Энергия рассеивания кристалла (Single Pulse Avalanche Energy) E_AS – максимальная энергия, которая может быть рассеяна на кристалле транзистора без его разрушения.

7. Максимальная рассеиваемая мощность (Maximum Power Dissipation) P_D – максимальная тепловая мощность, которая может быть отведена от корпуса транзистора (при заданной температуре корпуса транзистора).

8. Диапазон рабочих температур — диапазон температур, в пределах которого допускается эксплуатация транзистора.

8. Тепловое сопротивление транзистор-воздух R_thJA (Maximum Junction-to-Ambient) — максимальное тепловое сопротивление транзистор-воздух (при условии свободного конвективного теплообмена).

9. Тепловое сопротивление корпус транзистора – теплоотвод (Case-to-Sink, Flat, Greased Surface) R_thCS — максимальное тепловое сопротивление перехода корпус транзистора – теплоотвод. При условии плоской блестящей поверхности теплоотвода.

10. Тепловое сопротивление корпус транзистора (Maximum Junction-to-Case (Drain) R_thJC — максимальное тепловое сопротивление кристалл — корпус транзистора.

11. Пороговое напряжение затвор-исток (Gate-Source Threshold Voltage) V_GS(th) — пороговое напряжение затвор-исток, при котором начинается переход транзистора в проводящее состояние.

12. Ток утечки стока (Zero Gate Voltage Drain Current) I_DSS – ток стока выключенного транзистора (при нулевом напряжении затвор-исток). Значительно зависит от температуры.

13. Ток утечки затвора (Gate-Source Leakage) I_GSS – ток через затвор при некотором (как правило максимальном) напряжении затвор-исток.

14. Входная емкость (Input Capacitance) C_iss – суммарная емкость затвор-исток и емкость затвор-сток (при некотором напряжении сток-исток).

15. Выходная емкость (Output Capacitance) C_oss – суммарная емкость затвор-сток и емкость сток-исток.

16. Проходная емкость (Reverse Transfer Capacitance) C_rss – емкость затвор-сток.

17. Общий заряд затвора (Total Gate Charge) Q_g – суммарный заряд затвора, необходимый для перевода транзистора в проводящее состояние.

18. Заряд затвор-исток (Gate-Source Charge) Q_gs – заряд емкости затвор-исток.

20. Заряд затвор-сток (Gate-Drain Charge) Q_gd — заряд емкости затвор-сток.

21. Время задержки включения (Turn-On Delay Time) t_d(on) – время за которое транзистор накапливает заряд до напряжения на затворе, при котором транзистор начинает открываться.

22. Время роста тока через транзистор (Rise Time) – время, за которое происходит нарастание тока стока транзистора от 10% до 90%.

23. Время задержки выключения (Turn-Off Delay Time) t_d(off) – время за которое заряд затвора становится меньшим заряда включения, и транзистор начинает закрываться.

24. Время спада тока через транзистор (Fall Time) — время, за которое происходит спад тока стока транзистора от 10% до 90%.

25. Индуктивность вывода стока (Internal Drain Inductance) L_D – паразитная индуктивность вывода стока транзистора.

26. Индуктивность вывода истока (Internal Source Inductance) L_S – паразитная индуктивность вывода истока транзистора.

27. Постоянный прямой ток через обратный диод (Continuous Source-Drain Diode Current) I_S – максимальное значение постоянно протекающего прямого тока через паразитный p-n диод.

28. Импульсный ток через обратный диод (Pulsed Diode Forward Current) I_SM – максимальное значение постоянно протекающего прямого тока через паразитный p-n диод.

29. Падение напряжения на диоде (Body Diode Voltage) V_SD – прямое падение напряжения на диоде. При заданных температуре и токе истока.

30. Время восстановления паразитного диода (Body Diode Reverse Recovery Time) t_rr — время восстановления обратной проводимости паразитного диода.

31. Заряд восстановления паразитного диода (Body Diode Reverse Recovery Charge) Q_rr – заряд необходимый для восстановления обратной проводимости паразитного диода.

32. Время включения паразитного диода (Forward Turn-On Time) t_on — время перехода диода в проводящее состояние. Обычно составляет пренебрежимо малую величину.

33. Паразитное сопротивление затвора (Gate resistance) R_G – паразитное последовательное сопротивление затвора. Именно оно ограничивает скорость переключения при управляющем драйвере с большим выходным током.

Паразитные емкости MOSFET-транзистора

На рисунке MOSFET.4 представлены паразитные емкости MOSFET-транзистора. Их всего три – емкость «затвор-исток», «затвор–сток», «сток-исток». И три их производные – входная емкость (Input Capacitance), проходная емкость (Reverse Transfer Capacitance), выходная емкость (Output Capacitance).

Инерционность MOSFET-транзистора, определяющая времена включения и выключения лимитируется, прежде всего, паразитными емкостями транзистора.

В реальности паразитные емкости не являются постоянными величинами: их величина сильно зависит от напряжения между их «обкладками»: при малых значениях напряжения сток-исток ёмкости имеют значительную величину (например, на порядок превышающие численные значения, указанные в справочных листках) которые быстро уменьшается с ростом напряжения сток-исток (рисунок MOSFET.5). Поэтому все справочные значения емкости справедливы при определенном значении напряжения сток-исток.

Для мощных MOSFET-транзисторов на динамику включения-выключения влияет и паразитное сопротивление затвора.

Детально влияние емкостей на процесс коммутации MOSFET транзистора и проявление так называемого эффекта Миллера представлено в разделе «Управление MOSFET и IGBT транзисторами. Схемотехнические решения. Расчет».

Параллельное включение MOSFET-транзисторов

По причине того, что во включенном состоянии MOSFET-транзистор фактически представляет собой сопротивление, MOSFET-транзисторы легко объединяются параллельно. При этом пропорционально увеличиваются токовые и мощностные характеристики.

Для подавления возможных паразитных осцилляций целесообразно развязывать управляющие затворы через затворные резисторы (рисунок MOSFET.6).

Для чего параллельно резистору подключают диод в затворе mosfet.

Сегодня позвонил мой старый знакомый и сказал, что у него в блоке питания сгорел диод в затворе mosfet, тот который стоит параллельно резистору. Но звонил он не для того, чтобы пожаловаться, а чтобы узнать в какую сторону должен стоять этот диод.

Для того, чтобы ответить на этот вопрос надо понимать какую роль он выполняет.

Понятно, что в какую сторону мы бы его не поставили, он будет влиять на скорость заряда или разряда затвора. И тут зависит от того к чему мы стремимся. Если рассматривать схему изображенную выше, особого смысла в диоде нет, он не решает никакую проблему.

А теперь предлагаю рассмотреть pushpull или двухтактный каскад.

Все мы знаем, что если в один момент времени оба транзистора будут открыты, то они просто сгорят потому, что ток через них ни чем не ограничен. В народе это явление называют «сквозняк». Так вот для того, чтобы транзисторы закрывались быстрее, чем открываются и ставят диод. С помощью него формируют так называемое «мертвое время» или «dead time«.

На картинке видно, что в отсутствии «dead time» есть моменты, когда оба транзистора открыты, то есть возникает «сквозняк». Когда с помощью диодов мы вводим «dead time«, транзисторы открываются по очереди и им ничего не грозит)))

Хотелось бы добавить, что на сегодняшний день, даже МК, не говоря уже про специализированные микросхемы умеют самостоятельно формировать «dead time» и надобность в диодах отпадает.

Кстати, резистор в затворе выполняет не только функцию ограничителя тока, а также снижает добротность контура, образованного индуктивностью проводника и затворной емкостью. Если эту добротность не снизить, то на переходных процессах этот контур звенит и ощутимо гадит вокруг себя помехами, из-за чего устройство может не пройти сертификацию на ЭМС.

Зачем диод в мосфет

MOSFET транзисторы

Динамика включения MOSFET транзистора

Понятно, что будут рассматриваться лишь n-канальные MOSFET транзисторы, хотя все процессы одинаково справедливы и для их p-канальных сородичей. Эквивалентная схема MOSFET транзистор содержит в своем составе несколько емкостей (раздел «MOSFET-транзисторы»):

— емкость затвор-исток C_GS;

— емкость затвор-сток C_GD;

— емкость сток-исток C_DS.

Эти емкости совместно с другими паразитными элементами оказывают основное влияние на процессы включения и выключения транзистора. Для понимания физики процессов коммутации и пояснения основных временных диаграмм напряжений и токов рассматривается режим коммутации задемпфированной индуктивной нагрузки как наиболее характерный для преобразовательной техники (задемпфированной — потому, что параллельно включен диод, и напряжение на ключе не превысит напряжение источника питания). Соответствующая электрическая схема с основными паразитными элементами представлена на рисунке DRV.1. Эквивалентом индуктивной нагрузки является источник постоянного тока с обратным диодом. Для упрощения считаем ничтожно малым фронт импульса управления на выходе драйвера. Ниже поэтапно представлен процесс включения MOSFET транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.2.

Процесс включения MOSFET транзистора состоит из нескольких стадий:

0) Выключенное состояние. На выходе драйвера нулевой уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

1) Зарядка емкости затвора до напряжения открывания. На выходе драйвера появляется высокий уровень напряжения и начинается процесс заряда ёмкости затвор-исток C_GS. Ток ограничивается лишь внутренним сопротивлением драйвера, внешним сопротивлением в цепи затвора и внутренним паразитным сопротивлением затвора транзистора.

Форма импульсов напряжения и токов соответствуют экспоненциальным кривым характерным для RC-цепочек. На протяжении этого периода транзистор пока еще закрыт.

2) Отрывание транзистора, линейный режим. Как только напряжение между затвором и истоком транзистора достигает порогового напряжения открывания U_TH то транзистор начинает открываться и переходить в проводящее состояние. Это чисто линейный режим работы транзистора. На этой стадии уже начинает протекать небольшой ток через емкость затвор-сток C_GD , называемую емкостью Миллера, что обусловлено падением напряжения на паразитных элементах (сопротивление и индуктивность стока). Напряжение на стоке транзистора практически не изменяется, т.к. протекающий ток еще слишком мал для того чтобы снизить напряжение на стоке до уровня запирания диода, стоящего в цепи источника тока. В течение этого этапа открывания ток через транзистор нарастает от нуля до максимума. В процессе роста тока происходит выделение тепла на кристалле транзистора. Транзистор постепенно переходит в режим называемый «плато Миллера».

3) «Плато Миллера» . После нарастания тока через транзистор до максимума, диод, стоящий в цепи источника тока закрывается и напряжение на стоке транзистора начинает уменьшаться. Все бы было хорошо, но сток и затвор связаны емкостной связью. Из-за этого уменьшение напряжения на стоке приводит перезаряду емкости затвор-сток C_GD за счет входного тока драйвера. Ёмкость C_GD мала, но заряжена до большого напряжения. Процесс перезаряда забирает на себя весь ток драйвера и в течение этого периода напряжение на затворе не изменяется – временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид плато – пресловутого «плато Миллера». Джон Мильтон Миллер — ученый, описавший это дело для электронных ламп. На этой стадии разряжается емкость сток-исток C_DS и происходит процесс переключения — уменьшение напряжения на стоке. В условиях индуктивной нагрузки задемпфированной диодом снижение напряжения происходит при токе, уже достигшем номинального значения. На этой стадии происходят основные коммутационные потери на кристалле транзистора.

4) Зарядка емкости затвора до напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно перезарядится, ток драйвера вновь пойдет на заряд емкости затвор-исток C_GS и напряжение на затворе снова начнет увеличиваться по тем же классическим уравнениям RC-цепочек. Процесс завершится после заряда C_GS до напряжения питания драйвера.

5) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения. Транзистор открыт. Ток протекает через транзистор. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на сопротивлении открытого канала. Все спокойно.

Динамика выключения MOSFET транзистора

Процесс выключения MOSFET транзистора будет рассмотрен для условий, аналогичных вышеприведенным условиям для включения транзистора с той же эквивалентной схемой коммутации индуктивной нагрузки (рисунок DRV.3 схема). Ниже поэтапно представлен процесс выключения MOSFET транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.3.

Процесс выключения MOSFET транзистора состоит из нескольких стадий:

0) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения (напряжение питания драйвера). Транзистор открыт. Ток протекает через транзистор. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на сопротивлении открытого канала. Все спокойно.

1) Разряд емкости затвора до напряжения плато Миллера. На этом этапе происходит разряд емкости затвора и емкости затвор-сток C_GS (емкость Миллера) от максимального выходного напряжения драйвера до уровня при котором начинается рост напряжения на стоке и за счет емкостной связи напряжение на затворе устанавливается на некотором уровне – происходит выход на режим «плато Миллера».

2) «Плато Миллера» . Закрывание транзистора приводит к росту напряжения на его стоке. Вследствие емкостной связи между стоком и затвором рост напряжения на стоке приводит к возникновению тока через емкость затвор-сток C_GD. Величина этого тока ограничена суммарным сопротивлением затворной цепочки и максимальным входным током драйвера. Когда напряжение стока увеличивается до напряжения питания, то из-за «втекающего в драйвер» тока через емкость затвор-сток C_GD напряжение на затворе транзистора не изменяется и временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид плато – пресловутого «плато Миллера». На этой стадии заряжается емкость сток-исток C_DS и происходит сам процесс выключения — рост напряжения на стоке до напряжения питания, В условиях индуктивной нагрузки ток через транзистор, поддерживаемый источником тока (индуктивность нагрузки) не изменяется. На этой стадии происходят основные коммутационные потери на кристалле транзистора.

3) Закрывание транзистора, линейный режим. После того как ток через емкость Миллера становится меньше разрядного тока драйвера напряжение на затворе начинает уменьшаться — сходит с «плато Миллера». К этому моменту напряжение на транзисторе практически достигает своего максимального значения (однако некоторый рост напряжения все же происходит – за счет увеличения напряжения не величину падения напряжения на диоде). Транзистор переходит в линейный режим и ток через него в течение этого интервала уменьшается до нуля. Ток через транзистор прекращается в момент, когда напряжение на затворе достигает порогового напряжения (напряжение открывания). На этой стадии также имеют место коммутационные потери на кристалле транзистора

4) Разрядка емкости затвора до минимального уровня напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно зарядится, ток драйвера полностью пойдет на разряд емкости затвор-исток C_GS и напряжение на затворе уменьшиться до уровня минимального выходного напряжения драйвера.

5) Выключенное состояние. На выходе драйвера нулевой уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

Основные выводы по процессу коммутации MOSFET

Анализ временных диаграмм включения/выключения MOSFET-транзистора позволяет сделать следующие практические выводы:

— включение и выключение транзистора происходит в несколько стадий, включающих задержку отклика на управляющее напряжение, собственно сам процесс коммутации и завершение переключения (дозаряд емкостей);

— скорость переключения транзистора пропорциональна входному и выходному току затвора определяемого цепью управления (драйвер, затворный резистор и т.д.); Ток затвора идет на перезарядку собственно емкости затвор-исток, а также паразитной ёмкости затвор-сток из-за которой и возникает «плато Миллера».

— собственно переключение транзистора и основные потери энергии на переключение происходят на этапе соответствующем «плато Миллера». Уменьшая длительность этой стадии можно уменьшить потери на переключение (в идеале…). Отсюда следует, что важно, чтобы драйвер выдавал достаточный входной и выходной ток при прохождении «плато Миллера». В остальных областях – предзаряд до порогового напряжения и постзаряд до выходного напряжения драйвера его выходной ток не оказывает существенного влияния на коммутационные потери.

— при условии ограничения максимального тока затвора внешним резистором ток затвора при включении (т.е. при заряде емкости затвора) больше чем ток затвора при выключении транзистора. То есть в обычных условиях процесс включения транзистора происходит быстрее процесса выключения транзистора. Это обусловлено тем, что заряд емкости затвора и емкости Миллера происходит через суммарную емкость затвора от напряжения примерно 10-15 В (обычный уровень напряжения питания драйвера). А разряд этих емкостей – при напряжении равном напряжению Миллера, т.е. примерно 5 В.

— частота коммутации ограничена сверху временными задержками на переключение транзистора. Для увеличения частоты коммутации необходимо снизить времена переключения ключевого элемента.

Все вышеприведенное относится к качественному рассмотрению процесса коммутации MOSFET. Хорошее описание процесса особенностей коммутации MOSFET дано в [Design And Application Guide For High Speed MOSFET Gate Drive Circuits. By Laszlo Balogh. в сети имеется сильно переработанный русскоязычный перевод – «Разработка и применение высокоскоростных схем управления силовыми полевыми транзисторами»]. Для практического расчета и конструирования источников питания необходим количественный расчет, основные соотношения которого приведены ниже.

IGBT транзисторы

Динамика включения IGBT транзистора

Динамика включения IGBT транзистора в целом схожа с динамикой включения MOSFETтранзистора, но имеет ряд специфических особенностей обусловленных его внутренней структурой. Из условной внутренней структуры (рисунок DRV.4) видно, что IGBT транзистор в своем составе содержит MOSFET транзистор и биполярный p-n-p транзистор.

Кроме внутренней структурной схемы для понимания динамических процессов коммутации IGBT также используют эквивалентную схему IGBT транзистора, содержащую в своем составе несколько емкостей (рисунок DRV.5):

— емкость затвор-эмиттер C_GE;

— емкость затвор-коллектор C_GC;

— емкость коллектор-эмиттер C_CE.

Эти емкости совместно с другими паразитными элементами оказывают основное влияние на процессы включения и выключения транзистора.

Для понимания физики процессов коммутации IGBT-транзистора и пояснения основных временных диаграмм напряжений и токов рассматривается режим коммутации задемфированной индуктивной нагрузки как наиболее характерный для преобразовательной техники. Этот же режим был рассмотрен и для вышеописанных процессов коммутации MOSFET-транзистора. Соответствующая электрическая схема с основными паразитными элементами представлена на рисунке DRV.6. Эквивалентом индуктивной нагрузки является источник постоянного тока с обратным диодом. Для упрощения считаем ничтожно малым фронт импульса управления на выходе драйвера. Кроме этого при управлении IGBT-транзисторами часто используются драйверы, обеспечивающие отрицательный уровень напряжения на затворе, что повышает скорость выключения и обеспечивает защиту от включения в случае резкого увеличения напряжения на затворе. Именно этот случай биполярного драйвера рассмотрен ниже. Ниже поэтапно представлен процесс включения IGBT-транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.7.

Процесс включения IGBT транзистора состоит из нескольких стадий:

0) Выключенное состояние. На выходе драйвера отрицательный относительно эмиттера уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

1) Зарядка емкости затвор-эмиттер до напряжения открывания. На выходе драйвера появляется высокий уровень напряжения и начинается процесс заряда ёмкости затвор-эмиттер C_GE. Ток ограничивается лишь внутренним сопротивлением драйвера, внешним сопротивлением в цепи затвора и внутренним паразитным сопротивлением затвора транзистора. Током драйвера происходит заряд емкости C_GE и смена полярности напряжения на затворе. Форма импульсов напряжения и токов соответствуют экспоненциальным кривым характерным для RC-цепочек. На протяжении этого периода транзистор пока еще закрыт.

2) Отрывание транзистора, линейный режим. Как только напряжение между затвором и эмиттером транзистора достигает порогового напряжения открывания U_TH то транзистор начинает открываться и переходить в проводящее состояние. При этом первым — включается «MOSFET» транзистор в составе IGBT. Через биполярный транзистор протекает существенно меньшая доля тока. Это чисто линейный режим работы IGBT транзистора. На этой стадии уже начинает протекать небольшой ток через емкость затвор-коллектор C_GC, называемую емкостью Миллера, что обусловлено падением напряжения на паразитных элементах (сопротивление и индуктивность вывода коллектора). Напряжение на коллекторе транзистора практически не изменяется, так как протекающий ток еще слишком мал для того чтобы снизить напряжение на коллекторе до уровня запирания диода, стоящего в цепи источника тока (индуктивности). В течение этого этапа открывания транзисторы ток через транзистор нарастает от нуля до максимума. В процессе роста тока происходит выделение тепла на кристалле транзистора. Транзистор постепенно переходит в режим называемый «плато Миллера».

3) «Плато Миллера» — снижение напряжения на «MOSFET» транзисторе в составе IGBT . После нарастания тока через IGBT транзистор до максимума, диод, стоящий в цепи источника тока закрывается и напряжение на коллекторе транзистора начинает уменьшаться. Вследствие ёмкостной связи между коллектором и затвором уменьшение напряжения на коллекторе приводит перезаряду емкости затвор-коллектор C_GC за счет входного тока драйвера. Процесс перезаряда забирает на себя весь ток драйвера и в течение этого периода напряжение на затворе не изменяется – временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид плато – пресловутого «плато Миллера». Плато Миллера для IGBT транзистора состоит из двух стадий. На первой стадии происходит быстрое снижение напряжения коллекторе обусловленное снижением напряжения на «MOSFET» транзисторе в составе IGBT. На этой стадии имеют место большие коммутационные потери на кристалле транзистора. Вторая стадия плато Миллера — снижение напряжения на биполярном p-n-p транзисторе в составе IGBT. Далее.

4) «Плато Миллера» — снижение напряжения на биполярном p-n-p транзисторе в составе IGBT . После стадии быстрого спада напряжения на коллекторе, обусловленного снижением напряжения на «MOSFET» транзисторе начинается стадия более медленного спада обусловленного процессом завершения включения биполярного p-n-p транзистора в составе IGBT. Аналогично вследствие ёмкостной связи между коллектором и затвором уменьшение напряжения на коллекторе приводит перезаряду емкости затвор-коллектор C_GC и в течение этого напряжение на затворе не изменяется – и плато Миллера продолжается до полного включения биполярного p-n-p транзистора после которого напряжение на IGBT устанавливается на уровне падения напряжения на открытом переходе транзистора. Это вторая стадия плато Миллера для IGBT транзистора. На этой стадии также имеют место коммутационные потери на кристалле транзистора.

5) Зарядка емкости затвора до напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно перезарядится, ток драйвера вновь пойдет на заряд емкости затвор-эмиттер C_GEи напряжение на затворе снова начнет увеличиваться по тем же классическим уравнениям RC-цепочек. Процесс завершится после заряда C_GE до напряжения питания драйвера. Практически весь ток полностью протекает через биполярный p-n-p транзистор в составе IGBT транзистора.

6) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения. Транзистор открыт. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на переходе открытого транзистора. Все спокойно.

Динамика выключения IGBT транзистора

Процесс выключения IGBT транзистора будет рассмотрен для условий аналогичных вышеприведенным условиям для эквивалентной схемы коммутации индуктивной нагрузки. Поэтапно ниже представлен процесс выключения IGBT транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.8.

Процесс выключения IGBT транзистора .

0) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения (напряжение питания драйвера). Транзистор открыт. Ток протекает через транзистор. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на сопротивлении открытого канала. Все спокойно.

1) Разряд емкости затвора до напряжения плато Миллера. На этом этапе происходит разряд емкости затвора и емкости затвор-сток C_GE (емкость Миллера) от максимального выходного напряжения драйвера до уровня при котором начинается рост напряжения на коллекторе и за счет емкостной связи напряжение на затворе устанавливается на некотором уровне – происходит выход на режим «плато Миллера». Важно понимать, что для IGBTтранзистора имеется значительная разница между напряжениями на «плато Миллера» для включения и выключения. Это обусловлено задержкой подключения обратной связи, так как биполярная часть IGBT транзистора достаточно «тормозная» и рост напряжения на коллекторе начинается уже после того как напряжение успело спасть до напряжения несколько ниже порога включения.

2) «Плато Миллера» . Закрывание IGBT транзистора приводит к росту напряжения на его коллекторе. Вследствие емкостной связи между коллектором и затвором рост напряжения на стоке приводит к возникновению тока через емкость коллектор-сток C_GC. Величина этого тока ограничена суммарным сопротивлением затворной цепочки и максимальным входным током драйвера. Вследствие этого тока обратной связи напряжение на затворе транзистора не изменяется во время пока напряжение на транзисторе увеличивается. То есть ток драйвера и «ток Миллера» друг друга полностью компенсируют, при этом временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид «плато Миллера». На этой стадии заряжается емкость коллектор-эмиттер C_CE и происходит сам процесс выключения — рост напряжения на коллекторе до напряжения питания. Ток через транзистор, поддерживаемый источником тока (цепь нагрузки), не изменяется. На этой стадии происходят основные коммутационные потери на кристалле транзистора. При этом важно понимать, что на этой стадии ток перераспределяется между обоими транзисторами, входящими в состав IGBT — «MOSFET» транзистором и p-n-p BT-транзистором.

3) Закрывание транзистора, выключение «MOSFET» транзистора в составе IGBT. После того как ток через емкость Миллера становится меньше разрядного тока драйвера напряжение на затворе начинает уменьшаться (сход с «плато Миллера»). К этому моменту напряжение на транзисторе практически достигает своего максимального значения. Далее следует быстрое уменьшение тока через транзистор до определенной величины – происходит выключение — «MOSFET» транзистора в составе IGBT. Напряжение на затворе продолжает спадать.

4) Перезарядка емкости затвора до минимального уровня напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно зарядится, ток драйвера полностью пойдет на разряд емкости затвор-эмиттер C_GE и напряжение на затворе снизится уровня минимального выходного напряжения драйвера (отрицательного относительно «земли», как правило).

4-5) Закрывание транзистора, выключение биполярного p-n-p транзистора в составе IGBT.

После стадии быстрого спада тока транзистора, обусловленного выключением «MOSFET» транзистора в составе IGBT начинается стадия более медленного спада тока, обусловленного выключением биполярного p-n-p транзистора в составе IGBT. Это так называемый «токовый хвост». Длина «хвоста» определяется типом транзистора и величиной ранее протекавшего тока. На этой стадии также происходят существенные коммутационные потери.

6) Выключенное состояние. На выходе драйвера минимальный уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

Основные выводы по процессу коммутации IGBT

Из временных диаграмм видно, что в целом процесс включения/выключения IGBTтранзистора схож с процессом коммутации MOSFET транзистора. Таким образом, выводы сделанные выше для MOSFET применимы и для IGBT. Однако имеются некоторые основные отличия в процессе коммутации IGBT. Выделим их:

— наличие ступенчатого спада напряжения на коллекторе в процессе включения, что обусловлено составным характером IGBT транзистора: сначала включается MOSFET-часть, затем биполярная часть;

— наличие ступенчатого спада тока на коллекторе в процессе выключения, что также обусловлено составным характером IGBT транзистора: сначала выключается MOSFET-часть, затем биполярный транзистор. К тому же процесс выключения биполярного p-n-p транзистора затягивается и имеет место так называемый «токовый хвост». Опасность «хвоста» проявляется в значительных сквозных токах при включении IGBT в схему полумоста.

— уровни «плато Миллера» для включения и выключения транзистора различны. При включении IGBT уровень «плато Миллера» больше чем уровень «плато Миллера» при выключении. Это обусловленной временной задержкой включения отрицательной обратной связи между коллектором и затвором.

— IGBT транзистор более медленный по сравнению с MOSFET.

Все вышеприведенное относится к качественному рассмотрению процесса коммутации IGBT транзистора. Хорошее описание процесса особенностей коммутации IGBT дано в [Markus Hermwille. IGBT Driver Calculation. Application Note AN-7004, SEMIKRON International. Русскоязычный перевод в журнале «Электронные компоненты №6, №8. 2008 — Управление изолированным затвором. Часть 1, Часть 2. Маркус Хермвиль, Андрей Колпаков.]. Проблемы потерь при переключении описаны в [DRIVE CIRCUITS FOR POWER MOSFETs AND IGBTs. by B. Maurice, L. Wuidart. APPLICATION NOTE. STMicroelectronics]. Принципы управления MOSFET и IGBT представлены в статье [Управление изолированными затворами MOSFET/IGBT, базовые принципы и основные схемы. Винтрич Арендт, Николаи Ульрих, Райманн Тобиас, Турски Вернер. Силовая электроника, №5, 2013]. Для практического расчета и конструирования источников питания необходим количественный расчет, основные соотношения которого приведены ниже.

Расчет параметров цепи управления MOSFET-транзисторов

Для определения требований к цепи управления MOSFET необходим расчет основных электрических параметров в цепи затвора транзистора. В целом нижеприведенные соотношения справедливы и для расчета управления IGBT-транзисторов.

Заряд затвора

Основным параметром, используемым при расчете цепей управления MOSFET является заряд затвора Q_G. Он приводится в справочных листах (datasheet) на транзисторы. Кроме численного значения, которое можно найти в datasheet, важно понимать, что Q_G зависит от напряжения на транзисторе V_DS. Зависимости напряжения на затворе V_GS от «вкачанного» в него заряда Q_G также приводятся в datasheet. В качестве примера на рисунке DRV.9 представлена зависимость для популярного транзистора IRF740. Видно, что зависимость содержит отражение «плато Миллера».

В соответствии графиком можно определить весьма точно величину суммарного заряда затвора при заданном напряжении драйвера и напряжении V_GS на транзисторе.

Мощность управления

Выражение для мощности управления затвором P_{G_avg} имеет вид:

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

Q_G — заряд затвора (total gate charge);

f – частота коммутации.

Эта мощность рассеивается на резистивных элементах цепи управления – затворном резисторе, внутреннем сопротивлении драйвера, паразитном сопротивлении затвора.

Средний ток управления MOSFET

Средний ток I_{G_avg}, потребляемый схемой управления на перезаряд емкости затвора равен:

Q_G — заряд затвора (total gate charge);

f – частота коммутации.

Это было среднее значение. Теперь раскладываем импульс тока управления по полочкам, находим токи на каждом из интервалов и длительности интервалов.

Напряжение «плато Миллера»

Напряжение «плато Миллера» V_Miller определяется выражением:

V_TH – пороговое напряжение (открывания транзистора);

I_{D_max} – максимальный ток стока;

g_fs – крутизна зависимости тока стока от напряжения затвора на малом сигнале:

Как правило, вторая компонента суммы, обусловленная крутизной g_fs значительно меньше V_TH по величине и на практике её можно не учитывать.

Токи и времена коммутации на стадии включения

— амплитуда импульса тока затвора I_{G_max} (в начальный момент времени) равна:

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

R_{driver_ON} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии включения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

В случае если выходной каскад драйвера работает как генератор тока, то максимальный ток равен максимальному выходному току драйвера.

— ток затвора в линейном режиме I_{G_lin} — в период времени между V_TH и V_Miller равен:

V_Miller – напряжение на «плато Миллера»;

V_TH – пороговое напряжение включения транзистора.

Смысл полсуммы заключается в усреднении V_TH и V_Miller для получения среднего значения напряжения на интервале.

— ток затвора на «плато Миллера» I_{G_Miller} равен:

— длительность времени нарастания напряжения до порога открывания V_TH (в первом приближении):

C_iss — входная емкость (Input Capacitance).

— длительность линейного режима (период времени между V_TH и V_Miller):

C_iss — входная емкость (Input Capacitance).

На практике длительность этого интервала достаточно мала (поскольку V_TH≈V_Miller) и может быть исключена из расчета.

— длительность «плато Миллера» :

C_rss — проходная емкость (Reverse Transfer Capacitance).

V_DS – напряжение сток-исток на выключенном транзисторе.

Смысл этого выражения заключается в том, что ток на «плато Миллера» фактически перезаряжает «ёмкость Миллера» C_rss заряженную до напряжения сток-исток выключенного транзистора.

Особенно важным интервалом является интервал соответствующий «плато Миллера» поскольку именно на этом интервале происходят основные коммутационные потери.

Для упрощения расчетов по вышеприведенным соотношениям можно допустить, что:

При этом длительность линейного режима обращается в ноль и исключается из расчета. Таким образом, время спада напряжения на транзисторе в момент включения t_f определяетсядлительностью «плато Миллера»:

C_rss — проходная емкость (Reverse Transfer Capacitance), зависит от напряжения сток-исток V_DS;

V_DS – напряжение сток-исток на выключенном транзисторе;

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

V_Miller – напряжение на «плато Миллера», практически равно V_TH – пороговому напряжению включения транзистора;

R_{driver_ON} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии включения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

Токи и времена коммутации на стадии выключения

— амплитуда импульса тока затвора в начальный момент времени выключения транзистора равна:

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии выключения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

В случае если выходной каскад драйвера работает как генератор тока, то максимальный ток равен максимальному выходному току драйвера.

— ток затвора на «плато Миллера» на стадии выключения транзистора равен:

— ток затвора в линейном режиме — период времени между V_TH и V_Miller равен:

V_Miller – напряжение на «плато Миллера»;

V_TH – пороговое напряжение включения транзистора.

— длительность времени спада напряжения до напряжения V_Miller «плато Миллера» (в первом приближении):

— длительность «плато Миллера»:

— длительность линейного режима (период времени между V_TH и V_Miller):

На практике длительность этого интервала достаточно мала (поскольку V_TH≈V_Miller) и может быть исключена из расчета.

Таким образом, время нарастания напряжения на транзисторе при переходе в закрытое состояние t_r определяется длительностью «плато Миллера»:

C_rss — проходная емкость (Reverse Transfer Capacitance), зависит от напряжения сток-исток V_DS;

V_DS – напряжение сток-исток на выключенном транзисторе;

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

V_Miller – напряжение на «плато Миллера», практически равно V_TH – пороговому напряжению включения транзистора;

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии выключения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

Основные коммутационные потери транзистора происходят именно на интервале, соответствующему «плато Миллера».

Шунтирующий конденсатор драйвера. Расчет

Выше показано, что управление MOSFET транзистором в ключевом режиме осуществляешься импульсами тока, перезаряжающего паразитные емкости. Амплитуда этих импульсов может составлять единицы ампер при временах нарастания – менее 100 нс. Из этого следует, что для формирования данных импульсов драйвер должен иметь источник энергии с малым внутренним сопротивлением, причем расположенный в непосредственной близости от драйвера.

Таким источником энергии является шунтирующий конденсатор драйвера, за счет энергии которого осуществляется питание драйвера в моменты коммутации. Для этой ответственной роли подходят только керамические конденсаторы. Вопрос в том какова должна быть минимальная емкость шунтирующего конденсатора? При закачивании в затвор суммарного заряда затвора Q_G напряжение на шунтирующем конденсаторе изменится на величину ΔV_Cdrv :

Q_G – суммарный заряд затвора;

C_DRV – емкость шунтирующего конденсатора.

Отсюда следует выражение для емкости шунтирующего конденсатора C_DRV:

Q_G – суммарный заряд затвора;

ΔV_Cdrv – допустимые пульсации на шунтирующем конденсаторе.

Таким образом, для расчета величины емкости необходимо задаться величиной допустимых пульсаций на шунтирующем конденсаторе. Они могут быть выбраны в пределах 2-5 %.

Расчет (определение) внутреннего сопротивления драйвера

Внутреннее выходное сопротивление драйвера на стадии включения R_{driver_ON}, если не указано в datasheet, может быть вычислено по соотношению:

V_driver – номинальное напряжение драйвера;

I_{driver_max_ON} – максимальный выходной ток драйвера на стадии включения.

Аналогично рассчитывается внутреннее входное сопротивление драйвера на стадии выключения R_{driver_OFF} :

V_driver – номинальное сопротивление драйвера;

I_{driver_max_OFF} – максимальный входной ток драйвера на стадии выключения.

Выбор оптимального сопротивления затворного резистора

Критерий демпфирования осцилляций

Цепь, или вернее токовая петля, по которой протекает ток управления транзистором (ток затвора) имеет собственную индуктивность. Эта индуктивность во-первых замедляет рост тока в цепи затвора, во-вторых – приводит к появлению высокочастотных осцилляций в цепи затвора обусловленных LC-контуром, образованном емкостью затвора и паразитной индуктивностью цепи. Прямым путем решения проблем является оптимизация разводки печатной платы с целью уменьшения паразитных индуктивностей там, где они не нужны. Но в любом случае уменьшить индуктивность до нуля не получится.

Для демпфирования осцилляций используется внешний резистор затвора. Его величинаR_{G_ext}выбирается исходя из соотношения [Design And Application Guide For High Speed MOSFET Gate Drive Circuits. By Laszlo Balogh. В сети имеется сильно переработанный русскоязычный перевод – «Разработка и применение высокоскоростных схем управления силовыми полевыми транзисторами»]:

L_S – паразитная индуктивность контура;

С_iss – входная емкость транзистора;

R_{G_int} – паразитное сопротивление затвора транзистора;

R_driver – внутреннее сопротивление (среднее) драйвера:

Физический смысл этого соотношения для нахождения оптимального сопротивления контура заключается в том, чтобы сделать активное сопротивление затворного резистора равным удвоенному волновому сопротивлению LC контура. При этом колебания эффективно демпфируются.

Критерий ограничения тока драйвером

Для каждого типа драйвера существует максимальное значение входного и выходного тока. Это накладывает ограничения на минимальную величину сопротивления в цепи затвора ниже которой оно не оказывает существенного значения на динамические характеристики, т.к. ток ограничивается уже самим драйвером.

В общем случае (пренебрегаем паразитным сопротивлением затвора и ограничением тока драйвером) максимальное значение импульса тока затвора I_{G_max} равно:

V_driver – максимальное выходное напряжение драйвера;

R_{G_ext} – сопротивление затворного резистора.

Приравнивая максимальное значение импульса тока затвора I_{G_max} к максимальному значению тока драйвера I_{driver_max} :

Получаем минимальную величину сопротивления затвора R_{G_ext}:

V_driver – максимальное выходное напряжение драйвера;

I_{driver_max} – максимальное значение тока драйвера (выбирается как минимальное из I_{driver_max_ON} и I_{driver max OFF}).

Выбирая затворное сопротивление больше данной величины уменьшают скорость переключения транзистора. Зачем необходимо уменьшать скорость переключения транзистора – см. далее.

Критерий устойчивости к высоким dV/dt на закрытом транзисторе

Существует предельно допустимая скорость нарастания напряжения на закрытом транзисторе, иначе он может приоткрыться (об этом ниже в подразделе «Высокие скорости нарастания напряжения на транзисторе (dV/dt) – причины и следствия»).

Предельно допустимая скорость нарастания напряжения прикладываемого к закрытому транзистору (dV/dt)_max определяется по соотношению:

V_TH – напряжение открывания драйвера (берется с учетом рабочей температуры);

C_GD – емкость затвор-сток;

R_{G_total} – суммарное сопротивление затвора:

R_{G_ext} – выбранное значение сопротивление затворного резистора;

R_{G_int} – паразитное сопротивление затвора транзистора;

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера в состоянии OFF (соотношение для расчета представлено выше).

Если рассчитанное значение (dV/dt)_max больше реальной скорости роста напряжения в данной схеме (dV/dt)_real, то все в порядке. Если же нет, то скорость роста напряжения нужно уменьшить или уменьшить суммарное сопротивление затвора R_{G_total}.

Критерий заданного времени включения/выключения транзистора

В ряде случаев необходимо искусственно замедлить скорость коммутации транзистора. Необходимость этого может быть обусловлена снижением dV/dt в схеме, ограничению броска тока при коммутации снижением уровня наводок и т.д. В этом случае увеличением величины затворного резистора добиваются повышения времени коммутации в соответствии с соотношением:

где dV/dt – заданная скорость нарастания напряжения.

Высокие скорости нарастания напряжения на транзисторе (dV/dt) – причины и следствия

Причины высоких dV/dt на закрытом транзисторе и последствия

В большинстве схемотехнических решений преобразователей используется последовательное соединение двух поочередно включающихся силовых ключей MOSFET или IGBT-транзисторов. К таким схемам относятся схемы полумостовых, мостовых преобразователей, синхронных выпрямителей, системы управления двигателями и др. С целью уменьшения динамических потерь необходимо увеличивать скорости переключения силовых ключей. Динамические потери при этом уменьшаются, но возникает опасность «несанкционированного» включения транзистора за счет тока, протекающего через емкость затвор-сток. Включение может быть как полным, так и может быть переход в линейный режим. Следствие этого включения – «сквозняк» — сквозной ток через оба силовых транзистора и выход преобразователя из строя.

Кроме этих типичных случаев, высокие dV/dt на транзисторе могут возникать при:

— включении питания преобразователя (когда еще драйвер «молчит»);

— резком разрыве тока в индуктивностях силовой схемы;

С особым вниманием следует отнестись к устройствам, работа которых предполагает значительный нагрев силовых ключей. Рост температуры кристалла приводит к уменьшению порогового напряжения открывания транзистора.

При проектировании преобразовательной техники необходимо определить входит ли конкретная схема в группу риска. Необходимо понимать, что емкости затвор-сток и затвор-исток образуют емкостной делитель, максимальное выходное напряжение на котором (напряжение на затворе) при любой скорости роста напряжения dV/dt не превысит величины:

V_{GS_max} – максимальное напряжение на затворе;

V_{DS_max} – максимальное напряжение на транзисторе (сток-исток), или максимально возможное напряжение на транзисторе;

C_GS – емкость затвор-исток;

C_GD – емкость затвор-сток.

Если напряжение V_{GS_max} окажется меньше порогового напряжения открывания транзистора V_TH :

то в данных условиях схема находится вне зоны риска по dV/dt.

то необходимо принимать дополнительные меры, о которых указано ниже.

Риск «паразитного включения» существенно возрастает с ростом рабочего напряжения на стоке. Вместе с тем при малых рабочих напряжениях (как правило, менее 24 В) случайного открывания транзистора по причине высоких dV/dt можно не опасаться.

Способы защиты от высоких значений dV/dt

Резистор в цепи затвор-исток

Использование резистора подключаемого параллельно затвору и истоку транзистора «помогает» лишь при сравнительно малых скоростях роста напряжения на транзисторе. Однако это весьма действенный способ устранения «паразитного включения» при подаче питания на устройство. Дело в том, что при подаче питания некоторые драйверы могут еще находится в спящем режиме и его выходные каскады могут быть в неактивном состоянии и не «притягивать» затвор к земле. В этот период времени пассивный способ с помощью резистора обеспечивает защиту затвора. Величина резистора R_GSвыбирается исходя из соотношения:

V_TH – напряжение открывания драйвера (берется с учетом рабочей температуры);

C_GD – емкость затвор-сток;

dV/dt – скорость роста напряжения на транзисторе.

Разрядный резистор физически необходимо располагать непосредственно вблизи силового ключа. Недостатком способа является значительная дополнительная нагрузка на выходной каскад драйвера в течение всего импульса открытого состояния ключа.

Схема на p-n-p транзисторе

Схема на p-n-p транзисторе (см. рисунок DRV.14), ускоряющая выключение транзистора так же эффективна для защиты транзистора от включения в результате действия больших dV/dt. При использовании схемы максимальная скорость нарастания напряжения на силовом MOSFETопределяется из соотношения:

V_TH – напряжение открывания драйвера (берется с учетом рабочей температуры);

C_GD – емкость затвор-сток;

β – коэффициент усиления по току p-n-p транзистора;

R_{G_ext} – выбранное значение сопротивление затворного резистора;

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера в состоянии OFF;

R_{G_int} – паразитное сопротивление затвора.

Расчет статических и динамических потерь при коммутации MOSFET

Основные соотношения для расчета коммутационных потерь представлены в статье [Проблема выбора ключевых силовых транзисторов для преобразователей напряжения с жестким переключением. Александр Полищук. Силовая электроника №2, 2004 г.].

Статические потери

Мощность статических потерь для MOSFET транзисторов P_{VT_stat} определяется выражением:

I_rms – среднеквадратичное значение тока через транзистор;

R_DS – сопротивление сток-исток в открытом состоянии.

Динамические потери

Динамические потери MOSFET – транзисторов состоят из трех составляющих:

— энергия, выделяемая в кристалле при коммутации тока нагрузки I при рабочем напряжении V:

I – ток нагрузки;

V_pow – напряжение питания;

t_f – время спада напряжения на транзисторе (в момент коммутации);

t_r – время нарастания напряжения на транзисторе (переход в закрытое состояние).

— энергия разряда выходной емкости транзистора, заряженной до напряжения питания:

V_pow – напряжение питания;

С_oss – выходная емкость транзистора:

С_GD – ёмкость «затвор–сток»;

С_DS – ёмкость «сток-исток».

— энергия, выделяемая при протекании реверсного тока восстановления паразитного диода:

Q_rr – заряд восстановления паразитного диода;

V_pow – напряжение питания.

Величина заряда восстановления паразитного диода транзистора Q_rr приведена в datasheet для определенных режимов работы, как правило, соответствующих высоким скоростям изменения тока через транзистор и величинах тока, близких к максимальному). Таким образом, использование «даташитного» значения Q_rr даст величину потерь близкую к очень наихудшему случаю. Для более точных расчетов целесообразно корректировать Q_rrсогласно соотношению:

Q_{rr_datasheet} – значение заряда восстановления паразитного диода транзистора данная в datasheet;

I_{F_datasheet} – значение прямого тока протекающего через паразитный диод транзистора при котором получено значение Q_{rr_datasheet} ;

I_F – значение прямого тока протекающего через паразитный диод транзистора в реальных условиях соответствующих расчету.

Общие динамические потери при переключении транзистора складываются из трех составляющих:

Переходя от суммарной энергии динамических потерь в каждом цикле к мощности потерь P_{VT_switch}, получим выражение:

f – частота коммутации.

I – ток нагрузки;

V_pow – напряжение питания;

t_f – время спада напряжения на транзисторе (переход в открытое состояние);

t_r – время нарастания напряжения на транзисторе (переход в закрытое состояние);

Q_rr – заряд восстановления паразитного диода;

С_oss – выходная емкость транзистора:

С_GD – ёмкость «затвор–сток»;

С_DS – ёмкость «сток-исток».

Расчет статических и динамических потерь при коммутации IGBT

Основные соотношения для расчета коммутационных потерь представлены в статье [Проблема выбора ключевых силовых транзисторов для преобразователей напряжения с жестким переключением. Александр Полищук. Силовая электроника №2, 2004 г.].

Статические потери

Для IGBT статические потери рассчитываются по соотношению:

I_avg – среднее значение тока через транзистор;

V_CE – напряжение насыщения перехода коллектор-эмиттер транзистора.

Соотношение справедливо при условии, что ток нагрузки на протяжении периода коммутации изменяется незначительно.

Динамические потери

Динамические потери IGBT – транзисторов состоят из трех составляющих:

— энергия, выделяемая в кристалле при переключении. Для IGBT-транзисторов, в отличие от MOSFET используется понятие энергии переключения E_ts которая учитывает потери различного рода, в том числе потери, определяемые «хвостом» остаточного тока при выключении:

E_ts – суммарная энергия переключения;

— энергия разряда выходной емкости транзистора, заряженной до напряжения питания:

V_pow – напряжение питания;

С_oes – выходная емкость транзистора:

С_GC – ёмкость «затвор–коллектор»;

С_CE – ёмкость «коллектор-эмиттер».

— энергия, выделяемая при протекании реверсного тока восстановления специально введенного оппозитного диода (при наличии такового внутри IGBT):

Q_rr – заряд восстановления оппозитного диода;

V_pow – напряжение питания.

Величина заряда восстановления оппозитного диода IGBT-транзистора Q_rr приведена в datasheet для определенных режимов работы, как правило, соответствующих высоким скоростям изменения тока через транзистор и величинах тока, близких к максимальному). Таким образом, использование «даташитного» значения Q_rr даст величину потерь близкую к очень наихудшему случаю. Для более точных расчетов целесообразно корректировать Q_rrсогласно соотношению:

Q_{rr_datasheet} – значение заряда восстановления оппозитного диода транзистора данная в datasheet;

I_{F_datasheet} – значение прямого тока протекающего через оппозитный диод транзистора при котором получено значение Q_{rr_datasheet} ;

I_F – значение прямого тока протекающего через оппозитный диод транзистора в реальных условиях соответствующих расчету.

Общие динамические потери при переключении транзистора складываются из трех составляющих:

Переходя от суммарной энергии динамических потерь в каждом цикле к мощности потерь, получим выражение:

f – частота коммутации;

E_ts – суммарная энергия переключения;

V_pow – напряжение питания;

Q_rr – заряд восстановления оппозитного диода;

С_oes – выходная емкость транзистора:

С_GC – ёмкость «затвор–коллектор»;

С_CE – ёмкость «коллектор-эмиттер».

Драйверы класса «TrueDrive»

Как показано при описаниях процессов коммутации важно, чтобы драйвер MOSFET/IGBTтранзистора выдавал максимальный выходной ток при прохождении через «плато Миллера». Это существенно уменьшает динамические коммутационные потери на силовом ключе. В настоящее время существуют драйверы, выходной каскад которых обеспечивает высокий выходной и входной ток в районе «плато Миллера» — так называемые драйверы класса «TrueDrive». Их отличительной особенностью является использование в выходном каскаде как полевых, так и биполярных транзисторов. Структура такого драйвера представлена на рисунке DRV.10 на примере драйверов серий UCC27*** и UCC37***.

Ряд типовых схемотехнических решений управления затвором

Ниже представлен ряд типовых схемотехнических решений управления затвором используемых при необходимости в тех или иных случаях.

Схема с затворным резистором

Стандартная схема управления с резистором в цепи затвора (рисунок DRV.11) – наиболее распространенное схемотехническое решение. Затворный резистор демпфирует возможные осцилляции в паразитном LC-контуре, и ограничивает скорость включения и выключения MOSFET-транзистора. Данная схема подходит в большинстве случаев для стандартных источников питания малой и средней мощности. Рекомендации по расчету величины сопротивления затворного резистора представлены выше.

Схема с обратным диодом в цепи затвора

Схема управления с обратным разрядным диодом в цепи затвора обеспечивает ускоренное выключение MOSFET-транзистора так как разряд емкости затвора происходит в обход затворного резистора «всей мощью тока драйвера». За счет этого сокращаются динамические потери на ключе. Это особенно актуально в тех случаях, когда необходимо замедлить процесс включения ключа (для ограничения максимальной dV/dt на другом ключе, или для уменьшения броска тока или для других целей) и одновременно минимизировать время его выключения. Кроме этого обратный диод повышает стойкость схемы к «паразитной коммутации» при высоких скоростях роста напряжения dV/dt на закрытом ключе. В качестве диода могут быть использованы быстродействующие маломощные кремниевые диоды типа 1N4148 (для токов до 1 А). Применение в схеме диодов Шоттки нежелательно по причине их большой емкости перехода по сравнению с кремниевыми диодами и возникающих вследствие этого осцилляций в паразитном LC контуре [Схемы управления затворами силовых транзисторов. А.М. Бобрешов, А.В. Дыбой, С.Ватхик, М.С. Куролап. ВЕСТНИК ВГУ. Серия: Физика. Математика. 2010. №2. с. 189-197]. Существует минимальное значение сопротивления затвора R_G, при котором диод открывается:

V_VD – падение напряжения на паразитном диоде;

I_{G_max} – пиковый ток затвора.

В остальном рекомендации по расчету величины сопротивления затворного резистора для данной схемы аналогичны рекомендациям для предыдущей схемы и представлены выше.

Недостатком схемы является значительная токовая нагрузка на драйвер на стадии выключения.

Схема с независимо задаваемыми скоростями включения и выключения транзистора

Фактически представляет собой комбинацию предыдущих схем. Схема позволяет независимо задавать скорости включения и выключения MOSFET-транзистора. Рекомендации по расчету величины сопротивления затворного резистора для данной схемы аналогичны рекомендациям для предыдущей схемы.

Схема управления с разрядным p-n-p транзистором

Данная схема обеспечивает ускоренный разряд емкости затвора, обеспечивает хорошую стойкость к высоким dV/dt. Маломощный p-n-p транзистор располагается в непосредственной близости к силовому MOSFET и обеспечивает короткий путь разряда емкости затвора в процессе выключения. Выбор транзистора осуществляется исходя из обеспечения высокого быстродействия и достаточного коэффициента усиления по току. Сопротивление резистора R_Gопределяет только скорость включения транзистора. Данное схемотехническое решение применяется в преобразователях средней и большой мощности. Преимуществом схемы является уменьшение нагрузки на выходной каскад драйвера (практически в два раза), поскольку разряд емкости затвора осуществляется через внешний транзистор.

Схема с дополнительным разрядным MOSFET- транзистором

В схеме осуществляется быстрый разряд затвора силового MOSFET за счет маломощного MOSFET-транзистора. Среди недостатков данного решения следует отнести необходимость дополнительного инверсного выхода драйвера. Схема обладает высоким быстродействием.

Схема с усилителем тока на комплементарных биполярных транзисторах

Схема управления с усилителем тока на комплементарных биполярных транзисторах (рисунок DRV.16) применяется при управлении «тяжелыми» затворами, когда выходного тока драйвера недостаточно для быстрого перезаряда емкости затвора.

Схема с усилителем тока на MOSFET транзисторах

Схема управления с усилителем тока на MOSFET транзисторах (рисунок DRV.17) также используется при управлении «тяжелыми» затворами, когда выходного тока драйвера недостаточно для быстрого перезаряда емкости затвора. К отличительным особенностям схемы относятся инверсия сигнала управления, и несколько большее быстродействие.

Схема с усилителем тока на биполярных транзисторах c различными скоростями включения/выключения

Схема управления с усилителем тока на биполярных транзисторах c различными скоростями включения/выключения силового MOSFET транзистора используется в случае управления «тяжелыми» затворами при одновременном условии независимой установки скоростей включения и выключения транзистора.

Пробой затвора ключевого транзистора: причины и способы защиты

Причины пробоя затвора

Пробой затвора ключевого MOSFET- или IGBT транзистора может произойти вследствие ряда причин:

— превышение амплитуды управляющих импульсов напряжения пробоя затвора. Встречается редко, но вполне возможно, в случае если питание драйвера не стабилизировано.

— паразитная генерация в контуре «емкость затвора»-«индуктивность цепи управления» (так называемый «звон»). Причинами этого являются отсутствие или малая величина сопротивления затворных резисторов и слишком длинная цепь управления с большой паразитной индуктивностью и высокие скорости переключения.

— наводка в цепи управления за счет индуктивной (трансформаторной связи) между слишком длинной и широкой петлей управления и слишком близкорасположенным и слишком быстрым и сильноточным силовым контуром.

— слишком быстрый рост напряжения на стоке (коллекторе), вызывающий существенный ток через переходную емкость сток-затвор и рост напряжения на затворе.

— статическое электричество. Но это скорее при монтаже схемы.

— увеличение импеданса цепи управления.

Способы защиты от пробоя затвора

Существует несколько способов защиты от пробоя затвора (рисунок DRV.19):

— резистор в цепи «затвор-исток». Демпфирует колебания в цепи «драйвер-затвор» и снижает амплитуду колебаний. Менее эффективен, чем затворный резистор, но зато он практически не снижает разрядный зарядный ток. Устанавливается в непосредственной близости к транзистору. Основной целью введения резистора в управляющие схемы является предотвращение избыточного «перезаряда» входной емкости затвора при увеличении импеданса цепи управления [Подключение сигнальных цепей в мощных преобразовательных устройствах. Андрей Колпаков. Новости электроники №15. 2008. Статья 9].

— суппресор TVS в цепи «затвор-исток». Существенно более эффективная, но дорогая защита. Суппресор также ставится в непосредственной близости от транзистора.

— диод Шоттки, установленный между затвором и цепью питания.

— комбинированная защита, включающая суппресор TVS и резистор для предотвращения избыточного «перезаряда» емкости затвора.

— маломощный MOSFET-транзистор, включающийся при превышении затворного напряжения определенного уровня, задаваемого резисторным делителем R1/R2. Эта схема предназначена больше для мощных IGBT-транзисторов.

Защита от пробоя затвора актуальна в случае, если драйвер и силовой ключ разнесены на значительное расстояние. Это является причиной возникновения наводок и паразитных осцилляций. В этих случаях может быть целесообразно использование транзисторов с повышенным максимальным напряжением затвор-исток (например ±30В вместо ±20В).

Зачем диод в мосфет

Мощные транзисторы MOSFET хорошо известны своей исключительной скоростью переключения при весьма малой мощности управления, которую нужно прикладывать к затвору. Основная причина в том, что затвор изолирован, поэтому требуется мощность только на перезаряд емкости затвор-исток, и в статическом режиме цепь затвора практически не потребляет тока. В этом отношении мощные MOSFET по своим характеристикам приближаются к «идеальному переключателю». Основные недостатки, которые не дают MOSFET стать «идеальным», это сопротивление открытого канала R_DS(on), и значительная величина положительного температурного коэффициента (чем выше температура, тем выше сопротивление открытого канала). В этом апноуте обсуждаются эти и другие основные особенности высоковольтных N-канальных мощных MOSFET, и предоставляется полезная информация по выбору транзисторов и их применению (перевод статьи [1]).

Для того, чтобы было проще понять работу полевого N-канального транзистора MOSFET, его стоит сравнить с широко распространенным биполярным кремниевым транзистором структуры NPN. Электроды у биполярного транзистора называются база, коллектор, эмиттер, а у полевого транзистора затвор, сток, исток.

База выполняет те же функции, что и затвор, коллектор соответствует стоку, а эмиттер соответствует истоку.

Давайте рассмотрим простейшую схему включения транзистора NPN:

Когда входной ключ разомкнут, то через эмиттерный переход транзистора T1 ток не течет, и канал коллектор-эмиттер имеет высокое сопротивление. Говорят, что транзистор закрыт, через его канал коллектор-эмиттер ток практически не течет. Когда замыкается входной ключ, то от батарейки B1 через резистор R1 и эмиттерный переход транзистора течет открывающий ток. Когда транзистор открыт, то его сопротивление канала коллектор-эмиттер уменьшается, и почти все напряжение батареи B2 оказывается приложенным к нагрузке R3. Т. е. когда во входной цепи течет ток (через R1), то в выходной цепи тоже течет ток (через R3), но в выходной цепи ток и напряжение (т. е. действующая мощность) в несколько раз больше. Здесь как раз и проявляются усиливающие свойства транзистора — маленькая мощность на входе позволяет управлять большой мощностью на выходе.

А так будет в этой схеме работать транзистор MOSFET:

На первый взгляд все то же самое — когда на входе есть управляющая мощность, она также появляется и на выходе (обычно усиленная во много раз). В этом смысле биполярный транзистор и MOSFET-транзистор очень похожи. Но есть два самых важных различия:

• Биполярный транзистор управляется током, а полевой транзистор напряжением .

Примечание: отсюда, кстати и пошло название полевого транзистора: его канал управляется не током, а электрическим полем затвор-исток.

Это означает, что входное сопротивление биполярного транзистора мало, а входное сопротивление MOSFET-транзистора очень велико. Обратите внимание на входной ток биполярного транзистора — 0.3 мА, этот ток в основном определяется сопротивлением резистора R1. Причина проста: на входе у биполярного транзистора имеется эмиттерный переход, который по сути обыкновенный диод, смещенный в прямом направлении. Если ток через этот диод есть, то транзистор открывается, если нет, то закрывается. Открытый диод имеет малое сопротивление, и максимальное падение напряжения на нем составляет около 0.7V. Поэтому практически все напряжение B1 (если быть точным, то 3.7 — 0.7 = 3V) оказывается приложенным к резистору R1. Этот резистор играет роль ограничителя входного тока биполярного транзистора.

У полевого транзистора MOSFET в этом отношении все по-другому. Входной ток определяется главным образом сопротивлением резистора R2, поэтому входной ток очень мал. Практически все входное напряжение оказывается приложенным к R2 и к переходу затвор — исток полевого транзистора. Причина проста: затвор и исток изолированы друг от друга слоем оксида кремния, по сути это конденсатор, поэтому ток через затвор практически не течет.

По этой причине на низких частотах, когда входная емкость не шунтирует источник сигнала, полевой транзистор имеет гораздо большее усиление по мощности в сравнении с биполярным транзистором. И действительно, в нашем примере входная мощность у биполярного транзистора составляет 0.3 мА * 3.7V = 1.11 мВт, а у полевого транзистора входная мощность составит всего лишь 0.00366 мА * 3.7V = 0.0135 мВт, т. е. в 82 раза меньше! Это соотношение могло бы быть еще больше не в пользу биполярного транзистора, если увеличить сопротивление резистора R2.

• Падение напряжения на выходном канале у полевого транзистора намного меньше, чем у биполярного .

Для данного примера падение напряжения коллектор-эмиттер биполярного транзистора составит примерно 0.3V, а у полевого 0.1V и даже меньше. Обычно выходное сопротивление у полевого транзистора намного меньше, чем у биполярного.

В исходном состоянии, когда на затворе относительно истока нулевое положительное напряжение, сопротивление канала определяется количеством неосновных носителей в полупроводнике, и очень велико. Когда к затвору прикладывается положительное напряжение относительно истока, то появляется проводящий ток канал сток-исток. Поэтому MOSFET иногда называют полевым транзистором с индуцированным каналом.

[Какие бывают транзисторы MOSFET]

КМОП (MOSFET) транзисторы бывают различных типов, со своими уникальными характеристиками. Чтобы лучше их понимать, можно их категории распределить на 3 основные группы:

• N-канальные (NMOS) или P-канальные (PMOS).
• С обедненным каналом или встроенным каналом (в зарубежной литературе встречается термин Enhancement-режим или Depletion-режим).
• Обычные КМОП-транзисторы (Normal MOSFET), рассчитанные на управление от уровней логики.

N-Channel (NMOS). Это такие тразисторы, у которых вывод истока (source, S) имеет самый низкий положительный потенциал (чаще всего подключается к земле, GND). Это самый часто используемый транзистор. Чтобы открыть канал NMOS-транзистора, т. е. чтобы между истоком и стоком (drain, D) мог протекать ток, на его затвор (gate, G) относительно истока необходимо подать положительное напряжение. И чтобы канал закрыть (т. е. чтобы между истоком и стоком было большое сопротивление), потенциал затвора относительно истока должен быть нулевым.

P-Channel (PMOS). Они работают точно так же, как и NMOS, только полярность напряжения меняется на противоположную. Т. е. у P-канального транзистора MOSFET исток в схеме всегда имеет самый высокий положительный потенциал (обычно соединяется с шиной питания Vcc). Чтобы открыть PMOS, его затовор должен быть притянут к земле. Чтобы закрыть PMOS, его затвор необходимо притянуть к плюсу питания.

Depletion Mode. Это MOSFET-транзистор с так называемым встроенным каналом, довольно редко используемый тип транзистора. У него канал при нулевом потенциале затвора относительно стока имеет некоторую проводимость (обычно среднюю). Чтобы его канал закрыть (выключить, т. е. чтобы канал имел высокое сопротивление), на затвор относительно стока надо подать закрывающее напряжение (для N-канального транзистора это отрицательное напряжение, а для P-канального положительное). Для уменьшения сопротвления канала на затвор относительно истока надо подать открывающее напряжение (по полярности противоположное открывающему).

Вот так на схеме могут быть показазаны транзисторы MOSFET со встроенным каналом:

Enhancement Mode. Это MOSFET-транзистор с так называемым обедненным каналом, самый часто используемый тип транзистора. При нулевом напряжении на затворе канал такого тразистора закрыт (имеет высокое сопротивление). Чтобы канал открыть, на затвор относительно истока необходимо подать открывающее напряжение (для N-канального транзистора положительное, для P-канального отрицательное).

Вот так на схеме изображают транзистор MOSFET с обедненным каналом:

Normal MOSFET. Это обычные NMOS или PMOS транзисторы (чаще NMOS), у которых напряжение отсечки достаточно мало, чтобы транзистор мог надежно управляться от уровней логики. Т. е. для трехвольтовой логики напряжение между истоком и затвором, при котором транзистор надежно открыт, должно быть порядка 1.5V.

JFET. Аббревиатура JFET расшифровывается как Junction Field Effect Transistor. Такой тип транзистора появился самым первым, и его структура самая простая. Переход между затвором и истоком у него это обычный диод, и рабочее состояние JFET-транзистора это когда на этот диод подано обратное напряжение. JFET всегда работают в режиме встроенного канала, т. е. при подаче на диод затвор-исток обратного напряжения сопротивление канала уменьшается.

Вот так на схеме обозначают транзистор JFET:

[Структура мощного транзистора MOSFET]

На рис. 1 показан срез структуры N-канального транзистора MOSFET компании Advanced Power Technology (APT). (Здесь рассматриваются MOSFET только N-структуры, как самые популярные.) Положительное напряжение, приложенное от вывода истока (source) к выводу затвора (gate), заставляет электроны притянуться ближе к выводу затвора в области подложки. Если напряжение исток-затвор равно или больше определенного порогового напряжения, достаточного для накапливания нужного количества электронов для достижения инверсии слоя n-типа, то сформируется проводящий канал через подложку (говорят, что канал MOSFET расширен). Электроны могут перетекать в любом направлении через канал между стоком и истоком. Положительный (или прямой) ток стока втекает в сток, в то время как электроны перемещаются от истока к стоку. Прямой ток стока будет заблокирован, как только канал будет выключен, и предоставленное напряжение сток-исток будет прикладываться в обратном направлении к p-n переходу подложка-сток. В N-канальных MOSFET только электроны формируют проводимость, здесь нет никаких не основных носителей заряда. Скорость переключения канала ограничена только длительностью перезаряда паразитных емкостей между электродами MOSFET. Поэтому переключение может быть очень быстрым, приводя к низким потерям при переключении. Этот фактор делает мощные MOSFET такими эффективными для работы на высокой частоте переключения.

Рис. 1. Срез рабочей структуры транзистора MOSFET.

R_DS(on). Основные составляющие, которые входят в сопротивление открытого канала R_DS(on), включают сам канал, JFET (аккумулирующий слой), область дрейфа R_drift, паразитные сопротивления (металлизация, соединительные провода, выводы корпуса). При напряжениях приблизительно выше 150V в сопротивлении открытого канала доминирует область дрейфа. Эффект R_DS(on) относительно невелик на высоковольтных транзисторах MOSFET. Если посмотреть на рис. 2, удвоение тока канала увеличивает R_DS(on) только на 6%.

Рис. 2. Зависимость R_DS(on) от тока через канал.

Температура, с другой стороны, сильно влияет на R_DS(on). Как можно увидеть на рис. 3, сопротивление приблизительно удваивается при возрастании температуры от 25°C до 125°C. Температурный коэффициент R_DS(on) определяется наклоном кривой графика рис. 3, и он всегда положителен для большинства поставщиков транзисторов MOSFET. Большой положительный температурный коэффициент R_DS(on) определяется потерями на соединении I 2 R, которые увеличиваются с ростом температуры.

Рис. 3. Зависимость R_DS(on) от температуры.

Положительный температурный коэффициент R_DS(on) очень полезен, когда нужно параллельно включать транзисторы MOSFET, поскольку это обеспечивает их температурную стабильность и равномерное распределение рассеиваемой мощности между транзисторами. Этим MOSFET выгодно отличаются от традиционных биполярных транзисторов. Но это не гарантирует, что параллельно соединенные транзисторы будут равномерно распределять между собой общий ток. Это широко распространенное заблуждение [2]. То, что действительно делает MOSFET простыми для параллельного включения — это их относительно малый разброс по параметрам между отдельными экземплярами в пределах серии, в частности по параметру R_DS(on), в комбинации с более безопасными свойствами канала в контексте перегрузки по току, когда благодаря положительному температурному коэффициенту R_DS(on) сопротивление канала растет при повышении температуры.

Для любого заданного размера кристалла R_DS(on) также увеличивается с увеличением допустимого напряжения V_(BR)DSS, как это показано на рис. 4.

Рис. 4. Зависимость нормализированного R_DS(on) от V_(BR)DSS.

Кривая нормализированного R_DS(on) в зависимости от V_(BR)DSS для Power MOS V и Power MOS 7 MOSFET показывает, что R_DS(on) растет пропорционально квадрату V_(BR)DSS. Эта нелинейная зависимость между R_DS(on) и V_(BR)DSS является побудительным стимулом для исследования технологий с целью уменьшить потери проводимости мощных транзисторов [3].

[Внутренние и паразитные элементы]

JFET. В структуре MOSFET Вы можете представить себе встроенный JFET, как это показано на рис. 1. JFET оказывает значительное влияние на R_DS(on), и является частью нормального функционирования MOSFET.

JFET расшифровывается как Junction gate Field-Effect Transistor, т. е. полевой транзистор с управлением на основе обратно-смещенного PN-перехода. Это самый простой тип полевого транзистора, который появился раньше всего. Подробнее см. Википедию [6].

Внутренний диод на подложке (Intrinsic body diode). Переход p-n между подложкой и стоком формирует внутренний диод, так называемый body diode (см. рис. 1), или паразитный диод. Обратный ток стока не может быть блокирован, потому что подложка замкнута на исток, предоставляя мощный путь для тока через body diode. Расширение канала транзистора (при положительном напряжении на затворе относительно истока) уменьшает потери на прохождение обратного тока стока, потому что электроны проходят через канал в дополнение к электронам и неосновным носителям, проходящим через body diode.

Наличие внутреннего диода на подложке удобно в схемах, для которых требуется путь для обратного тока стока (часто называемого как ток свободного хода), таких как схемах мостов. Для таких схем предлагаются транзисторы FREDFET, имеющие улучшенные восстановительные характеристики (FREDFET это просто торговое имя компании Advanced Power Technology, используемое для выделения серий MOSFET с дополнительными шагами в производстве, направленными на ускорение восстановления intrinsic body diode). В FREDFET нет отдельного диода; это тот же MOSFET intrinsic body diode. Для управления временем жизни неосновных носителей во внутреннем диоде применяется либо облучение электронами (наиболее часто используемый вариант) или легирование платиной, что значительно уменьшает заряд обратно смещенного перехода и время восстановления.

Побочный эффект от обработки FREDFET — повышенный ток утечки, особенно на высоких температурах. Однако, если учесть, что MOSFET имеет очень малый начальный ток утечки, то добавленный через FREDFET ток утечки остается допустимым до температур перехода ниже 150°C. В зависимости от дозы облучения FREDFET может иметь R_DS(on) больше, чем у соответствующего MOSFET. Прямое напряжение для паразитного диода для FREDFET также немного больше. Заряд затвора и скорость переключения у MOSFET и FREDFET идентичны. Поэтому термин MOSFET здесь будет использоваться всегда для обоих типов MOSFET и FREDFET, если специально не оговорено что-то другое.

Скорость восстановления для паразитного диода у MOSFET или даже у FREDFET намного хуже в сравнении со скоростью быстрого дискретного диода. В приложениях, где жесткие рабочие условия с температурой порядка 125°C, потери на включение из-за восстановления из обратного смещения примерно в 5 раз выше, чем у быстрых дискретных диодов. НА это есть 2 причины:

1. Рабочая область паразитного диода совпадает с рабочей областью MOSFET или FREDFET, и рабочая область у дискретного диода для той же функции намного меньше, поэтому у дискретного диода намного меньше заряд восстановления.

2. Паразитный диод MOSFET или даже FREDFET не оптимизирован под обратное восстановление, как это сделано для дискретного диода.

Как и любой стандартный кремниевый диод, у паразитного диода заряд восстановления и время зависит от температуры, di/dt (скорости изменения тока), и величины тока. Прямое напряжение паразитного диода, VSD, уменьшается с ростом температуры по коэффициенту примерно 2.5 mV/°C.

Паразитный биполярный транзистор. Разделенная на слои структура MOSFET также формирует паразитный биполярный транзистор (BJT) структуры NPN, и его включение на является частью нормального функционирования. Если BJT откроется и войдет в насыщение, то это может вызвать самоблокировку, при которой MOSFET не может быть выключен кроме как через внешний разрыв цепи тока стока. Высокая мощность рассеивания (например, при возникновении сквозного тока в плече моста) при самоблокировке может вывести MOSFET из строя.

BJT расшифровывается как Bipolar junction transistor, т. е. биполярный транзистор. «Биполярным» транзистор называется потому, что его работа основана на переносе зарядов 2 типов — электроны (отрицательный заряд) и дырки (положительный заряд). Подробнее см. Википедию [7].

База паразитного BJT замкнута на исток, чтобы предотвратить самоблокировку, и потому что напряжение пробоя (breakdown voltage) было бы значительно уменьшено (для того же самого значения R_DS(on)), если бы база была оставлена плавающей. Существует теоретическая возможность самоблокировки при очень большой скорости dv/dt в момент выключения. Однако для современных стандартных мощных транзисторов очень трудно создать схему, где будет достигнута такое высокое dv/dt.

Есть риск включения паразитного BJT, если внутренний диод проводит, и затем выключается с чрезмерно высоким изменением dv/dt. Мощная коммутация dv/dt вызывает высокую плотность неосновных носителей заряда (положительные носители, или дырки) в подложке, что может создать напряжение на подложке, достаточное для включения паразитного BJT. По этой причине в даташите указано ограничение пиковой коммутации (восстановление встроенного диода) dv/dt. Пиковая коммутация dv/dt для FREDFET выше в сравнении с MOSFET, потому что у FREDFET снижено время жизни неосновных носителей заряда.

[На что влияет температура]

Скорость переключения. Температура практически не влияет на скорость переключения и потери, потому что (паразитные) емкости мало зависят от температуры. Однако ток обратного восстановления в диоде увеличивается с температурой, так что температурные эффекты внешнего диода (это может быть дискретный диод, или внутренний диод в MOSFET или FREDFET) влияют на потери включения мощных схем.

Пороговое напряжение, или напряжение отсечки (Threshold voltage). Напряжение отсечки затвора, обозначаемое как VGS(th), является важным стандартным параметром. Оно говорит, насколько много миллиампер через сток будет течь при пороговом напряжении на затворе, когда транзистор в основном выключен, но находится на пороге включения. У напряжения отсечки есть отрицательный температурный коэффициент; это означает, что напряжение отсечки уменьшается с ростом температуры. Температурный коэффициент влияет на время задержки включения и выключения, и следовательно влияет на выбор «мертвого времени» в мостовых схемах.

Переходная характеристика (Transfer characteristic). На рис. 5 показана переходная характеристика MOSFET-транзистора APT50M75B2LL.

Рис. 5. Пример переходной характеристики MOSFET.

Переходная характеристика зависит как от температуры, так и от тока стока. На рис. 5 при токе ниже 100 A напряжение затвор-исток имеет отрицательный температурный коэффициент (при заданном токе стока уменьшается напряжение затвор-исток при повышении температуры). При токе выше 100 A температурный коэффициент становится положительным. Температурный коэффициент напряжения затвор-исток и ток стока в том месте, где коэффициент меняет знак, важен для проектирования работы схем в линейном режиме [4].

Напряжение пробоя (Breakdown voltage). Напряжение пробоя имеет положительный температурный коэффициент, этот будет обсуждаться в секции Walkthrough.

Устойчивость к перегрузке по току (Short circuit capability). Возможность противостояния коротким замыканиям не всегда встречается в даташите. Причина понятна — MOSFET стандартной мощности не подходят для устойчивой работы в режиме перегрузки по току в сравнению с IGBT или другими транзисторами, работающими с высокой плотностью тока. Само собой разумеется, что MOSFET и FREDFET (в некотором смысле) устойчивы к перегрузке по току.

[Обзор параметров даташита. Максимальные предельные значения]

Назначение даташитов, предоставляемых APT, состоит в предоставлении соответствующей информации, которая полезна и удобна для выбора подходящего устройства в конкретном приложении. Предоставляются графики, чтобы можно было экстраполировать от одного набора рабочих условий к другому. Следует отметить, что графики предоставляют типичную производительность, но не минимумы или максимумы. Производительность также зависит кое в чем от схемы; различные тестовые схемы приведут к отличающимся результатам.

V_DSS, напряжение сток-исток. Это оценка максимального напряжения сток-исток не вызывая лавинного пробоя (avalanche breakdown) с затвором, замкнутым на исток при температуре 25°C. В зависимости от температуры напряжение лавинного пробоя могло бы быть фактически меньше, чем параметр V_DSS. См. описание V_(BR)DSS в разделе «Статические электрические характеристики».

V_GS, напряжение затвор-исток. Это предельное напряжение между выводами затвора и истока. Назначение этого параметра — предотвратить повреждение изолирующего оксидного слоя затвора (например, от статического электричества). Фактическая устойчивость оксидной пленки затвора намного выше, чем заявленный параметр V_GS, но он варьируется в зависимости от производственных процессов, так что если укладываться в предел V_GS, то это гарантирует надежную работу приложения.

I_D, непрерывный ток стока. I_D определяет максимальный уровень продолжающегося постоянного тока, когда транзистор выходит из строя при максимальной температуре перехода T_J(max), для случая 25°C, и иногда для более высокой температуры. Он основан на термосопротивлении между корпусом и переходом RӨJC, и для случая температуры T_C может быть вычислен по формуле:

Это выражение просто говорит о том, какая максимальная мощность может рассеиваться

при максимальной генерируемой теплоте из-за потерь в соединении I 2 _D X R_DS(on)@T_J(max), где R_DS(on)@T_{J (max)} сопротивление открытого канала при максимальной температуре перехода. Отсюда можно вывести I_D:

Обратите внимание, что в I_D не входят никакие потери на переключение, и случай с температурой 25°C на практике встречается редко. По этой причине в приложениях, где MOSFET часто переключается, фактический коммутируемый ток обычно меньше половины I_D @ TC = 25°C; обычно между 1/4 до 1/3.

Зависимость I_D от T_C. Этот график просто отражает формулу 2 для диапазона температур. Здесь также не учтены потери на переключение. На рис. 6 приведен пример такого графика. Обратите внимание, что в некоторых случаях выводы корпуса транзистора ограничивают максимально допустимый продолжительный ток (переключаемый ток может быть больше): 100 A для корпусов TO-247 и TO-264, 75 A для TO-220 и 220 A для SOT-227.

Рис. 6. Максимальный ток стока в зависимости от температуры.

I_DM, импульсный ток стока. Этот параметр показывает, какой импульс тока может выдержать устройство. Этот ток может значительно превышать максимально допустимый постоянный ток. Назначение этого параметра IDM состоит в том, чтобы удержать рабочий омический регион в пределе выходных характеристик. Посмотрите на рис. 7:

Рис. 7. Выходная характеристика MOSFET.

На этом графике есть максимальный ток стока для соответствующего напряжения затвор-исток, когда транзистор MOSFET открыт. Если рабочая точка при данном напряжении затвор-исток переходит выше омического региона «колена» рис. 7, то любое дальнейшее увеличение тока через сток приведет к значительному увеличению напряжения сток-исток (транзистор переходит из режима насыщения в линейный режим) и последующей потере проводимости. Если мощность рассеивания станет слишком велика, и это будет продолжаться довольно долго, то устройство может выйти из строя. Параметр I_DM нужен для того, чтобы установить рабочую точку ниже «колена» для типичных применений транзистора в ключевом режиме.

Нужно ограничить плотность тока, чтобы предотвратить опасный нагрев, что иначе может привести к необратимому перегоранию MOSFET.

Чтобы избежать проблем с превышением тока через соединительные провода иногда применяют плавкие предохранители. В случае перегрузки по току выгорят именно они вместо транзистора.

Относительно температурных ограничений на I_DM, рост температуры зависит от длительности импульса тока, интервала времени между импульсами, интенсивности рассеивания тепла, сопротивления открытого канала R_DS(on), а также и от формы и амплитуды импульса тока. Если просто удержаться в пределах I_DM, то это еще не означает, что температура перехода не будет превышена. См. обсуждение переходного теплового сопротивления в разделе «Температурные и механические характеристики», чтобы узнать способ оценки температуры перехода во время импульса тока.

P_D, общая мощность рассеивания. Этот параметр определяет максимальную мощность, которую может рассеивать устройство, и он основан на максимально допустимой температуре перехода и термосопротивлении R_ӨJC для случая температуры 25°C.

Линейный коэффициент снижения мощности это просто инверсия R_ӨJC.

T_J, T_STG: рабочий и складской диапазон температур перехода. Этот параметр ограничивает допустимую температуру кристалла устройства во время работы и во время хранения. Установленные пределы гарантируют, что будут соблюдены гарантийные эксплуатационные сроки устройства. Работа в пределах этого диапазона может значительно увеличить срок службы.

E_AS, лавинная энергия одиночного импульса. Если импульс напряжения (возникающий обычно из-за утечки и случайной индуктивности) не превышает напряжение пробоя, то не будет лавинного пробоя устройства, так что нет необходимости рассеивать энергию пробоя. Параметр максимальной лавинной энергии оценивает устройство в плане рассеивания мощности режима лавинного пробоя при переходных процессах с повышенным напряжением.

Все устройства, которые оценены по лавинной энергии, имеют параметр E_AS. Лавинная энергия связана с параметром разблокированного индуктивного переключения (unclamped inductive switching, UIS). E_AS показывает, сколько лавинной энергии устройство может поглотить. Условия для схемы тестирования Вы можете найти в документации по ссылкам, и E_AS вычисляется по формуле:

Здесь L величина индуктивности, из которой поступает импульс тока i_D, случайно поступающий в на закрытый переход транзистора через сток при тесте. Индуцируемое напряжение превышает напряжение пробоя MOSFET, что вызывает лавинный пробой. Лавинный пробой позволяет импульсу тока от индуктивности течь через MOSFET, даже если он закрыт. Энергия, запасенная в индуктивности, аналогична энергии, сохраненной в утечке и/или случайной индуктивности, и она должна быть рассеяна в MOSFET.

Когда транзисторы MOSFET соединены параллельно, это совершенно не означает, что у них одинаковое напряжение пробоя. Обычно пробьется только один транзистор, и только на него поступит вся энергия тока лавинного пробоя.

E_AR, повторная лавинная энергия. Этот параметр стал «промышленным стандартом», но он не имеет смысла без информации о частоте, других потерях и эффективности охлаждения. Рассеивание тепла (охлаждение) часто ограничивает значение повторной рассеиваемой энергии. Также трудно предсказать, сколько энергии находится в лавинном событии. То, о чем говорит E_AR в действительности, означает, что устройство может выдерживать повторяющиеся лавинные пробои без какого-либо ограничения по частоте, если устройство не перегрето, что в принципе верно для любого устройства, которое может испытать лавинный пробой. Во время анализа проекта хорошей практикой является измерение температуры устройства или его радиатора во время работы — чтобы увидеть, что MOSFET не перегрет, особенно если возможны условия лавинного пробоя.

I_AR, ток лавинного пробоя. Для некоторых устройств, которые могут выйти из строя во время лавинного пробоя, этот параметр дает лимит на максимальный ток пробоя. Так что это как бы «точный отпечаток» спецификаций лавинной энергии, показывающий реальные возможности устройства.

[Статические электрические характеристики]

V_(BR)DSS, Drain-source breakdown voltage, напряжение пробоя сток-исток. Параметр V_(BR)DSS (иногда его называют BV_DSS) определяет максимальное напряжение сток-исток, при котором через канал сток-исток будет течь ток не больше допустимого при заданной температуре и нулевом напряжении между затвором и истоком. Фактически этот параметр соответствует напряжению лавинного пробоя канала сток-исток закрытого транзистора.

Как показано на рис. 8, у параметра V_(BR)DSS есть положительный температурный коэффициент. Таким образом, MOSFET может выдержать больше напряжение, если он нагрет, по сравнению с холодным состоянием. Фактически в охлажденном состоянии V_(BR)DSS будет меньше, чем предельно допустимое напряжение сток-исток V_DSS, указанное для температуры 25°C. В примере, показанном на рис. 8 при -50°C, напряжение V_(BR)DSS будет составлять 90% от максимально допустимого V_DSS, указанного для температуры 25°C.

Рис. 8. Нормализованная зависимость напряжения пробоя от температуры.

V_GS(th), Gate threshold voltage, напряжение отсечки затвора. Это пороговое напряжение затвор-исток, при превышении которого транзистор начнет открываться. Т. е. при напряжении на затворе выше V_GS(th) транзистор MOSFET начинает проводить ток через канал сток-исток. Для параметра V_GS(th) также указываются условия проверки (ток стока, напряжение сток-исток и температура кристалла). Все транзисторы MOSFET допускают некоторый разброс порогового напряжения отсечки затвора от устройства к устройству, что вполне нормально. Таким образом, для V_GS(th) указывается диапазон (минимум и максимум), в который должны попасть все устройства указанного типа. Как уже обсуждалось ранее в разделе «На что влияет температура», V_GS(th) имеет отрицательный температурный коэффициент. Это значит, что с увеличением нагрева MOSFET откроется при более низком напряжении затвор-исток.

R_DS(on), ON resistance, сопротивление в открытом состоянии. Этот параметр определяет сопротивление открытого канала сток-исток при указанном токе (обычно половина от тока I_D), напряжении затвор-исток (обычно 10V) и температуре 25°C, если не указано что-либо другое.

I_DSS, Zero gate voltage drain current, ток утечки канала. Это ток, который может течь через закрытый канал сток-исток, когда напряжение на затвор-исток равно нулю. Поскольку ток утечки увеличивается с температурой, то I_DSS указывается для комнатной температуры и для нагретого состояния. Потери мощности из-за тока утечки I_DSS через канал сток-исток обычно незначительны.

I_GSS, Gate-source leakage current, ток утечки затвора. Это ток, который может через затвор при указанном напряжении затвор-исток.

[Динамические характеристики]

Рис. 9 показывает месторасположения внутренних емкостей транзистора MOSFET. Величина этих емкостей определяется структурой MOSFET, используемыми материалами и приложенными напряжениями. Эти емкости не зависят от температуры, так что температура не влияет на скорость переключения MOSFET (за исключением незначительного эффекта, связанного с пороговым напряжением, которое зависит от температуры).

Рис. 9. Паразитные емкости транзистора MOSFET в структуре кристалла.

Емкости C_gs и C_gd меняются в зависимости от приложенного к ним напряжений, потому что они затрагивают обедненные слои в устройстве [8]. Однако на C_gs намного меньше меняется напряжение в сравнении с C_gd, так что емкость C_gs изменяется меньше. Изменение C_gd при изменении напряжения сток-затвор может быть больше, потому что напряжение может меняться в 100 раз или больше.

На рис. 10 показаны внутренние емкости MOSFET с точки зрения схемотехники. Емкости затвор-сток и затвор-исток могут повлиять на схему управления, и вызвать нежелательные эффекты при быстрых переключениях в мостовых схемах.

Рис. 10. Паразитные емкости транзистора MOSFET в рабочей схеме.

Если кратко, то чем меньше C_gd, тем будет меньше влияние на схему управления при перепаде напряжения при включении транзистора. Также емкости C_gs и C_gd формируют емкостный делитель напряжения, и при большом соотношении C_gs к C_gd желательно защитить схему управления от паразитных помех от перепадов напряжения, возникающих при переключении. Это соотношение, умноженное на пороговое напряжение, определяет качество защиты схемы управления от переключений в выходной цепи, и силовые транзисторы MOSFET компании APT лидируют в индустрии по этому показателю.

C_iss, Input capacitance, входная емкость. Это емкости, измеренная между выводами затвора истока, когда по переменному напряжению сток замкнут на исток. C_iss состоит из параллельно соединенных емкостей C_gd (емкость затвор-сток) и C_gs (емкость затвор-исток):

Ciss = Cgs + Cgd

Входная емкость должна быть заряжена до порогового напряжения перед тем, как транзистор начнет открываться, и разряжена до напряжения общего провода перед тем, как транзистор выключится. Таким образом, сопротивление управляющей схемы и емкость Ciss образуют интегрирующую цепь, которая напрямую влияет на задержки включения и выключения.

C_oss — Output capacitance, выходная емкость. Это емкость, измеренная между стоком и истоком, когда затвор замкнут по переменному току на сток. Coss состоит из параллельно соединенных емкостей C_ds (емкость сток-исток) и C_gd (емкость затвор-сток):

Coss = Cds + Cgd

Для приложений с мягким переключением параметр C_oss важен, потому что влияет на резонанс схемы.

C_rss, Reverse transfer capacitance, обратная переходная емкость. Это емкость, измеренная между стоком и затвором, когда исток соединен с землей. Обратная переходная емкость эквивалентна емкости затвор-сток.

Cres = Cgd

Обратная переходная емкость часто упоминается как емкость Миллера. Это один из главных параметров, влияющих на время нарастания и спада напряжения во время переключения. Он также влияет на эффекты времени задержки выключения.

На рис. 11 показан пример зависимости типичных значений емкости от напряжения сток-исток.

Рис. 11. Зависимость емкости от напряжения.

Емкости уменьшаются при увеличении напряжения сток-исток, особенно это влияет на выходную и обратную переходную емкости.

Q_gs, Q_gd и Q_g, Gate charge, заряд затвора. Значения заряда отражают заряд, сохраненный на внутренних емкостях, описанных ранее. Заряд затвора используется для разработки схемы управления, поскольку нужно учитывать изменения емкости при изменении напряжения на переходах переключения [9, 10].

На рис. 12 показано, что Q_gs заряжается от начала координат до первого перегиба и далее заряжается до второго перегиба кривой (этот заряд известен как заряд Миллера), и Q_g является зарядом от начала координат до точки, где V_GS равно указанному управляющему напряжению затвора.

Рис. 12. V_GS как функция заряда затвора.

Заряд затвора незначительно изменяется с током стока и напряжением сток-исток, но не зависит от температуры. Для этого параметра указываются условия тестирования. График заряда затвора, обычно приведенный в даташите, показывает кривые заряда затвора для фиксированного тока стока и различных напряжений сток-исток. Напряжение горизонтального участка V_GS(pl), «плато», показанное на рис. 12, незначительно увеличивается с ростом тока (и соответственно уменьшается при снижении тока). Напряжение также имеет прямо пропорциональную зависимость от порогового напряжения, так что изменения порогового напряжения коррелирует и изменением напряжения плато.

[Резистивные параметры времени переключения (данные resistive switching)]

Эти параметры имеются в даташите по чисто историческим причинам.

t_d(on), Turn-on delay time, время задержки включения. Это время от момента, когда напряжение затвор-исток на 10% превысит напряжение отсечки затвора до момента времени, когда ток стока вырастет больше 10% от указанного выходного тока. Это показывает задержку начала поступления тока в нагрузку.

t_d(off), Turn-off delay Time, время задержки выключения. Это время от момента, когда напряжение затвор-исток упадет ниже 90% напряжения отсечки затвора до момента, когда ток стока упадет ниже 90% от указанного выходного тока. Это показывает задержку отключения тока в нагрузке.

t_r, Rise time, время нарастания. Это время, за которое ток стока вырастет от 10% до 90% (значение тока указывается).

t_f, Fall time, время спада. Это время, за которое ток стока спадет от 90% до 10% (значение тока указывается).

[Энергии переключения в индуктивностях]

Из-за того, что данные resistive switching трудно использовать для предсказания потерь на переключение в реальных рабочих условиях мощных преобразователей, компания Advanced Power Technology включает во многие даташиты транзисторов MOSFET и FREDFET данные энергии переключения в индуктивностях. Это предоставляет разработчику ключевых блоков питания удобный способ сравнения быстродействия транзисторов MOSFET или FREDFET с другими транзисторами, даже если они выполнены по другой технологии наподобие IGBT. Поэтому можно использовать для разработки самый подходящий по качеству мощный транзистор.

На рис. 13 показана схема тестирования переключения транзистора с учетом потерь в индуктивностях. Это импульсный тест, где применяется очень короткий по длительности цикл открытого состояния транзистора, так что энергия, запасенная в индуктивности, успеет рассеяться намного раньше поступления последующих импульсов, и саморазогрев можно не учитывать. Температура транзистора и фиксирующего диода во время теста регулируется принудительно от внешнего термостата.

Рис. 13. Схема тестирования потерь на индуктивности.

В таблице динамических характеристик указываются следующие условия тестирования: VDD на рис. 13, ток теста, напряжение управления для затвора, сопротивление затвора и температура кристалла. Обратите внимание, то сопротивление затвора может включать сопротивление выхода микросхемы драйвера. Поскольку время переключения и энергии меняются с температурой (главным образом из-за диода в тестовой схеме), то данные предоставляются как для комнатной температуры, так и для разогретого состояния диода и тестируемого транзистора. Также предоставляется график зависимости между временем переключения и энергиями тока стока, и сопротивлением затвора. Определения времени задержки (включения) и времени нарастания и спада тока совпадают с аналогичными временами для данных resistive switching.

Фактические формы сигнала при переключениях используются в даташите для определения различных измеренных параметров. Рис. 14 показывает форму сигнала включения и определения, связанные с ним. Энергия переключения может быть масштабирована напрямую для изменений между напряжением в приложении и энергией при тестовом напряжении, указанном в даташите. Так что, к примеру, если тесты в даташите были проведены при напряжении 330V, и в приложении применяется напряжение 400, то для масштабирования нужно просто умножить энергию переключения из даташита на коэффициент 400/330.

Рис. 14. Формы сигналов включения и соответствующие определения.

Времена переключения и энергии очень зависят от других компонентов и случайных (паразитных) индуктивностей в схеме. Диод сильно влияет на энергию включения. Паразитная индуктивность, включенная последовательно с истоком, является частью пути возвратного управляющего тока, и поэтому значительно влияет на времена переключения и энергии. Таким образом, время переключения и значения энергии, представленные в даташите, могут отличаться от того, что наблюдается в реальном приложении силового узла блока питания или ключа управления мотором.

E_on, Turn-on switching energy with diode, энергия включения с диодом. Это зафиксированная индуктивная энергия включения, которая включает индуктивный коммутирующий реверсивный ток восстановления диода в тестируемом транзисторе, и она учитывает потери при включении. Обратите внимание, что транзисторы FREDFET в схемах мостов получают жесткие условия переключения, где паразитный диод сложно коммутируется, и энергия включения примерно в 5 раз выше, чем если бы использовался дискретный диод с быстрым восстановлением, наподобие того как показано в схеме рис. 13.

Энергия включения является интегралом результата от тока стока и напряжения сток-исток на интервале от момента, когда ток стока вырастет больше 5% или 10% от тестового тока, то момента, когда напряжение спадет ниже 5% от тестового напряжения, как это показано на рис. 14.

E_off, Turn-off switching energy, энергия выключения. Это параметр, характеризующий фиксацию потерь на индуктивности при выключении. На рис. 13 показана схема тестирования, и рис. 15 показывает форму сигнала и определения. E_off является интегралом результата от тока стока и напряжением сток-исток на интервале времени от момента, когда напряжение затвор-исток упадет ниже 90% до момента, когда ток стока станет нулевым. Это соответствует измерениям энергии выключения по JEDEC-стандарту 24-1.

Рис. 15. Формы сигналов выключения и соответствующие определения.

[Температурные и механические характеристики]

R_ƟJC, Junction to case thermal resistance, тепловое сопротивления между подложкой и корпусом. Этот параметр характеризует эффективность передачи тепла от кристалла к внешнему корпусу транзистора. Выделяющееся тепло является результатом потерь мощности в самом транзисторе. Обратите внимание, что тесты компании APT показывают температуры пластмассы, совпадающую с металлической частью корпуса дискретного компонента.

Максимальное значение R_ƟJC включает допуск, учитывающий погрешности изменения для обычного процесса производства. Из-за улучшений производственного процесса в индустрии есть тенденция сокращения разницы между максимальным значением R_ƟJC и его реальным значением.

Z_ƟJC, Junction to case transient thermal impedance, переходной термический импеданс между подложкой и корпусом. Этот параметр учитывает теплоемкость устройства, так что он может использоваться для оценки мгновенных температур из-за потерь мощности.

В условиях проведения теста на термоимпеданс на тестируемый транзистор прикладываются импульсы мощности различной длительности, и при этом ждут спада температуры между каждым импульсом. Это дает измерение переходного термосопротивления для «одиночного импульса». Из этого строится модель резистор-емкость (RC) по кривой изменения температуры. Рис. 16 показывает такую RC-модель переходного термосопротивления. Некоторые даташиты могут показывать конденсаторы и резисторы, включенные параллельно, но это будет ошибкой. Конденсаторы «заземлены», как это показано на рис 16, и значения компонента остаются такими же. Нет никакого физического значения для промежуточных узлов в модели. Разное количество пар резистор-конденсатор используется просто для того, чтобы создать хорошую подгонку к фактическим измененным данным термосопротивления.

Рис. 16. RC-модель переходного термосопротивления.

Чтобы симулировать возрастание температуры с помощью RC-модели, Вы прикладываете источник тока с магнитудой, соответствующей рассеиваемой мощности в MOSFET. Таким образом, Вы можете использовать систему PSPICE или другой программный симулятор электронных схем, чтобы применить ввод произвольных потерь мощности. Из этого Вы можете оценить повышение температуры участка подложка-корпус как напряжение на ступеньках лестницы, установив ZEXT в ноль, как это показано на рис. 16. Вы можете расширить модель, чтобы включить теплоотвод, добавив дополнительные конденсаторы и/или резисторы.

Переходное термосопротивление в виде семейства кривых, опубликованное в даташите, это просто симуляция прямоугольного импульса, основанная на RC-модели термосопротивления. Рис. 17 показывает пример. Вы можете использовать семейство кривых для оценки пикового нарастания температуры для прямоугольных импульсов мощности, которые являются обычными в источниках питания. Однако из за того, что минимальная длительность импульса 10 мкс, график имеет значение только для частот ниже 100 кГц. На более высоких частотах Вы будете просто использовать термосопротивление R_ƟJC.

Рис. 17. Семейство кривых термосопротивления.

[Пример анализа даташита]

Предположим, что в реальном приложении ключевого блока питания Вы хотите применить жесткое переключение тока 15A на частоте 200 кГц при напряжении 400V, при средней скважности 35%. Напряжение управления затвора 15V, и сопротивление цепи управления затвора составляет 15Ω для включения и 5Ω для выключения. Также предположим, что Вы хотите позволить максимальную температуру перехода 112°C, с удержанием температуры корпуса транзистора 75°C. С транзистором, рассчитанным на 500V, есть запас только в 100V между напряжением в приложении и V_DSS. С учетом скачков напряжения на шине питания 400V узкий запас по напряжению все равно достаточен, потому что у транзистора MOSFET есть эффект лавинного пробоя, который дает «безопасную цепь». Это конфигурация с продолжительной проводимостью, так что быстро восстанавливающийся диод FREDFET не нужен, MOSFET будет работать достаточно хорошо. Такой транзистор Вам следует выбрать?

Поскольку это приложение с довольно высокой частотой переключения, то лучшим выбором будет серия Power MOS 7. Посмотрим на транзистор APT50M75B2LL. Его расчетный ток 57A, что больше чем в 3 раза переключаемого тока — хорошая стартовая точка, учитывая высокую частоту и жесткое переключение. Давайте оценим потери проводимости, потери переключения, и посмотрим, будет ли тепло рассеиваться достаточно быстро. Общая мощность, которую можно рассеять:

При 112°C сопротивление R_DS(on) примерно в 1.8 раз больше, чем при комнатной температуре (см. рис. 3). Так что потери на проводимость составят:

Pconduction = (1.8*0.075Ω * 15A) * 15A = 30.4 Вт

Для оценки потерь на включение мы можем посмотреть на график зависимости потерь переключения от тока при температуре 125°C, показанный на рис. 18. Даже при том, что наше приложение требует максимальную температуру перехода 112°C, этот график будет достаточно точен, потому что энергия переключения MOSFET не чувствительна к температуре, за исключением изменений температуры, связанных с диодом в схеме. Поэтому не будет больших изменений при переходе от 112°C к 125°C. В любом случае, наша оценка будет консервативной.

Рис. 18. Индуктивные потери переключения.

По рис. 18 на токе 15A значение E_on будет около 300 μJ, и E_off около 100 μJ. Значения были измерены при 330V, а в нашем приложении на шине питания 400V. Так что мы можем просто сделать масштабирование энергий переключения по напряжению:

Данные на рис. 18 были также измерены при сопротивлении затвора 5Ω, и мы будем использовать 15Ω при включении. Поэтому мы можем использовать график зависимости энергии переключения от данных сопротивления затвора, показанный на рис. 19, чтобы снова сделать масштабирование энергии.

Рис. 19. Зависимость энергии переключения от сопротивления затвора.

Даже при том, что тестовый ток на рис. 19 больше, чем в нашем приложении, разумно учесть соотношение в изменении энергии переключения между рис. 19 и нашим случаем. От 5Ω до 15Ω значение E_on поменяется с коэффициентом около 1.2 (1500μJ / 1250μJ, см. рис. 19). Применим это с данным, скорректированным по напряжению, которые мы видим на рис. 18, и получим E_on = 1.2*364μJ = 437μJ.

Потери на переключение составят:

Pswitch = fswitch — ( Eon + Eoff) = 200kHz — (437μJ +121μJ) = 112 Вт

Pconduction + Pswitch = 142.4 Вт, что дает возможность сохранить температуру перехода ниже 112°C в случае корпуса, охлажденного до 75°C. Так что APT50M70B2LL будет удовлетворять требованиям этого примера применения. Такая же техника может использоваться для менее мощных транзисторов MOSFET. На практике потери часто больше всего бывают на переключении. Чтобы поместить транзистор на радиатор и поддерживать температуру корпуса 75°C вероятно потребуется керамическая прокладка (для электрической изоляции) между корпусом и теплоемким радиатором. Преимущество MOSFET состоит в том, что могут применяться демпферы и/или техники резонанса для уменьшения потерь на переключение, причем с транзисторами MOSFET не нужно беспокоиться о влиянии на переключение эффектов зависимости от напряжения или температуры.

[UPD160207. Figure-of-merit]

Для оценки транзисторов FET применяют так называемый показатель качества, Figure of merit (FOM) [11]. Он учитывает одновременно потери на включенном транзисторе и потери на переключение. Обычно FOM вычисляется как произведение сопротивления канала сток-исток открытого транзистора R_(DS)ON на заряд затвора Q_G. Q_G это заряд, который надо поместить на затвор транзистора MOSFET, чтобы он полностью открылся. С точки зрения рационального дизайна трудно одновременно снизить оба параметра, так что они хороши для оценки качества разработки ключа на полевом транзисторе.

Конечно, сравнение имеет смысл делать только в неком стандартном наборе условий. Это означает, что не только напряжение между затвором и истоком V_GS поставляет заряд, также и напряжение сток-исток V_DS влияет на сопротивление R(DS). (Это означает, что не просто канал полностью открыт, а то, что сопротивление R(DS) изменяется вверх и вниз.) Усложненный анализ учитывает, что R_(DS)ON немного меняется с током стока, так что при сравнении переключающихся транзисторов рабочий ток стока I_D также должен быть определен.

Иногда Вы увидите незначительно отличающийся показатель качества FOM: FOMSW, который будет произведением от which R_(DS)ON и Q. Он характеризует заряд переключения, который немного меньше Q_G.

[Ссылки]

1. Power MOSFET tutorial site:eetimes.com .
2. R. Severns, E. Oxner; «Parallel Operation of Power MOSFETs», technical article TA 84-5, Siliconix Inc.
3. J. Dodge; «Latest Technology PT IGBTs vs. Power MOSFETs», application note, Advanced Power Technology.
4. R. Frey, D. Grafham — APT, T. Mackewicz — TDIDynaload; «New 500V Linear MOSFETs for a 120 kW Active Load», application note APT0002, Advanced Power Technology.
5. Реле и транзисторы: как они работают в качестве электронных переключателей.
6. JFET site:wikipedia.org .
7. Bipolar junction transistor site:wikipedia.org .
8. N. Mohan, T. Undeland, W. Robbins; «Power Electronics » Converters Applications, and Design», text book published by Wiley.
9. K. Dierberger, «Gate Drive Design for Large Die MOSFETs», application note APT9302, Advanced Power Technology.
10. R. McArthur, «Making Use of Gate Charge Information in MOSFET and IGBT Datasheets», application note APT0103, Advanced Power Technology.
11. Оценка качества транзисторов MOSFET.
12. 231019MOSFET.zip.