Как правильно подключать igbt и mosfet транзисторы

Режим жесткого переключения MOSFET и IGBT

В большинстве случаев для транзисторного ключа требуется жесткая коммутация активно-индуктивной нагрузки с продолжительным временем включения, т.е. постоянная времени L/R нагрузки намного больше, чем период частоты коммутации 1/f. Основные формы тока стока или коллектора и напряжения сток-исток или коллектор-эмиттер представлены на рис.1.11а.

Как уже отмечено в части 0, рис.0.4 высокий импульсный ток транзистора и напряжение на нем во время включения и выключения — типичные свойства жесткого переключения. В отличие от всех типов тиристоров, такие транзисторы работают без пассивной демпфирующей цепи благодаря «динамическому» переходу, который создается в дрейфовой зоне при переключении. Однако, для транзисторов рассеивается значительная энергия переключения

как представлено на графике i_С = f(V_CE) (и i_D = f(V_DS)) рис. 1.11b. Кривая может быть приближена к осям с помощью пассивных демпфирующих цепей. Потери переключения «сдвигаются» с транзистора на демпфер, в большинстве случаев общая эффективность снизиться (п. 3.8).

Рис. 1.11. Обычный жесткий режим коммутации MOSFET и IGBT (активно-индуктивная нагрузка с обратным диодом)
а) кривые тока и напряжения;
b) кривая и схема измерения

Так как размер рабочей области зависит от многих (не идеальных) свойств транзистора, кроме ограничений по току/напряжению и времени переключений, SOA (область безопасной работы) дается в справочных данных для различных условий работы (п. 2.1.2, 2.2.3, 2.3.3).

Более того, пассивные элементы имеют огромное влияние на потери при коммутации и область работы, за исключением свойств неидеального транзистора и характеристик диода, описанных в п. 1.3. Эффект применения таких пассивных элементов также показан на рис.1.11а, и объясняется детально в п. 3.4.1.

Реально обычные характеристики ток-напряжение на рис.1.11а зависят от обратных диодов, которые должны предотвращать разрыв тока индуктивной нагрузки:

При включении транзистора обратный диод может только удерживать обратное напряжение (выключенное), пока транзистор полностью не переключит ток нагрузки. Поэтому ток коллектора или стока должен достигать уровня тока нагрузки до того, как упадет напряжение коллектор-эмиттер (или сток-исток) при открывании транзистора.

Как показано на рис.1.11а, напряжение сток-исток или коллектор-эмиттер после включения MOSFET или IGBT будет падать в течение около 10 нс. до значения, которое эквивалентно падению напряжения на n — дрейфовой зоне. Тогда как для MOSFET напряжения включения уже достигнуто, n — область IGBT только наполняется положительными носителями зарядов из зоны р — -коллекторной зоны. После этого (примерно от 100 нс. до нескольких мкс.) достигается установившейся режим насыщения V_CE(sat), которое относительно мало для сильнозапираемых IGBT.

Во время выключения MOSFETа внутренняя емкость должна перезарядиться, так, чтобы не оставалось носителей заряда в области канала. После этого нейтральное влияние в этой области будет стремительно понижаться, и ток стока быстро упадет.

IGBT работает так же. Однако, после того как ток эмиттера в n — дрейфовой зоне прекратился, остается большое количество р — -носителей заряда, инжектированных из зоны коллектора IGBT. Эти р — -носители должны сразу рекомбинировать, или реинжектироваться, иначе возникнет так называемый хвост тока коллектора I_t (рис1.11а). Так как этот хвост уменьшится за несколько микросекунд только при возрастающем напряжении коллектор-эмиттер, то потери мощности жесткого переключения IGBT в основном определялись формой тока хвоста (см. п. 2.3.2, 3.1.3) и они значительно выше, чем в MOSFET. За исключением этих различий, режим переключения MOSFET очень похож на режим IGBT благодаря эквивалентной структуре затвора.

Как описано в части 1.2.1, работа при прямом напряжении во включенном и выключенном состоянии, параметры при обратном напряжении, ограничения передачи тока и напряжения при переключении определяются влиянием внутренней структуры биполярного транзистора и бокового сопротивления.

В отличие от идеального, беспотерьного управления напряжением MOSFET или IGBT ключами, частотно-зависимое управление мощностью требуется вследствие возникновения токов перезарядки внутренних емкостей, см. п. 3.5. Более того, на процессы коммутации влияют паразитные индуктивности контактов, возникающие при подключении кристалла в силовом модуле; они вызывают переходные перенапряжения и могут быть причиной колебаний вместе с внутренними емкостями (см. п.3.4).

В дальнейшем, режим переключения MOSFET и IGBT будет проанализирован с влиянием внутренних емкостей и сопротивлений транзистора. Когда MOSFET (IGBT) закрыт, емкости C_GD (C_GC) малы, и приблизительно равны C_DS (C_CE). В открытом состоянии значение C_GD (C_GC) будет быстро увеличиваться благодаря инверсии в обогащенном слое под зоной затвора, как только напряжение затвор-исток (эмиттер) превысит напряжение сток-исток (коллектор-эмиттер). Дополнительно, C_GD (C_GC) будет динамически возрастать при переключении благодаря эффекту Миллера:

CGDdyn = CGD(1 . dvDS / dvGS)	(MOSFET)
CGCdyn = CGE(1 . dvCE / dvGE)	(IGBT)

В большинстве технических данных приводятся эти зависящие от напряжения емкости при малых сигналах и закрытом транзисторе.

Силовые MOSFET	IGBT
Сiss = CGS + CGD	Сiss = CGE + CGC	Входная емкость
Сrss = CGD	Сrss = CGC	Обратная передаточная емкость
Сoss = CGD + CDS	Сoss = CGC + CCE	Выходная емкость

Для расчетов режима переключения эти данные можно применять только в определенной мере, так как С_iss и С_rss будут при полной коммутации снова сильно расти (V_DS < V_GS bzw. V_CE < V_GE), и это не учитывается в большинстве технических данных (рис.1.2 и рис.1.13).

Поэтому время переключения зависит от тока затвора, напряжения сток-исток и тока стока, которые определяются с помощью «характеристики заряда затвора» MOSFET и приведены в техническом описании, или при построении зависимости напряжения сток-исток от заряда затвора Q_G при номинальном токе и 20 % или 80 % максимального напряжения сток-исток (рис.1.12). Условия нагрузки и цепь измерения эквивалентны представленным на рис.1.11. Для упрощенных расчетов можно допустить, что через затвор протекает постоянный ток.

Время коммутации можно определить очень легко по следующей зависимости (см. п. 3.5.1): i_G = dQ_G/dt

Рис. 1.12. а) зависимости напряжения сток-исток (VGS) силового MOSFET от заряда затвора QG (характеристика заряда затвора);
b) емкости при малых сигналах MOSFET

Включение: интервал 0. t₁ (транзистор закрыт)

Ток затвора будет открываться приложенным управляющим напряжением. Ток i_G заряжает емкость затвора CGS до значения Q_G1. Напряжение на затворе V_GS растет. Так как V_GS ниже порогового значения V_GS(th), ток стока не протекает.

Включение: интервал t₁. t₂ (нарастание тока стока)

Как только V_GS достигнет уровня V_GS(th) в момент t₁, транзистор включается, проходя в начале активную область (см. 1.2.2.1). Ток стока растет до уровня I_L (идеальный обратный диод) или даже превышает, как показано на рис.1.11а для реальных обратных диодов. Так же V_GS, которое связано с током стока в активной области через характеристику прямой передачи g_fs с I_D = g_fs · V_GS, которое будет расти до значения V_GS = I_D/g_fs (момент t₂). Так как обратный диод может блокировать ток только в момент t₂, то до этого момента V_DS не будет значительно падать. В момент времени t = t₂ заряд поступает в затвор.

Включение: интервал t₂. t₃ (транзистор при включении)

Когда обратный диод выключился, V_DS будет падать до значения, практически равного V_DS(on) . напряжения в открытом состоянии, до времени t₃. Между t₂ и t₃ ток стока и напряжение затвор-исток все еще связаны характеристикой прямой передачи, поэтому V_GS остается постоянным. Пока V_DS падает, Миллеровская емкость С_GD перезаряжается током затвора i_G с количеством заряда (Q_G3 — Q_G2). При t = t₃ заряд Q_G3 втекает в затвор.

Включение: интервал t₃. t₄ (линейный участок)

В момент времени t₃ транзистор открыт, его кривая проходит режим отсечки и попадает в линейную область. V_GS и I_D больше не связаны величиной g_fs. Заряд, прошедший в область затвора (Q_Gtot — Q_G3) в этой точке влияет на дальнейший рост V_GS до значения напряжения управления затвором V_GG. Так как сопротивление сток-исток в открытом состоянии зависит от V_GS и I_D, то напряжение в открытом состоянии V_DS(on) = I_D · R_DS(on) может быть отрегулировать до физического минимума общим количеством заряда QGtot, который попал в область затвора. Чем выше напряжение стока V_DD (или напряжение коммутации), тем больше требуется заряда Q_Gtot, чтобы достичь определенного напряжения затвор-исток, см. рис.1.12.

При выключении все процессы протекают в обратном порядке; заряд QGtot выводится из затвора управляющим напряжением. Для приблизительного расчета количества этого заряда, требуемого для выключения, можно использовать характеристику на рис.1.12. Все это описание применимо также и к IGBT силовым модулям. Параметры переключения можно определить соответственно по характеристике заряда затвора из технического описания. Так как IGBT обычно используют для коммутации при положительном и отрицательном напряжении затвора и требуется также некоторое количество заряда для коммутации емкости затвора между 0 В и V_GG-, для расчета общего заряда затвора характеристика заряда затвора может быть продолжена, как это показано на рис.1.13.

Обеспечение защиты от перегрузки в MOSFET драйверах

Силовые транзисторы IGBT и MOSFET стали основными элементами, применяемыми в мощных импульсных преобразователях. Их уникальные статические и динамические характеристики позволяют создавать устройства, отдающие в нагрузку сотни кВт при минимальных габаритах и кпд, превышающем 95%.

Общим у IGBT и MOSFET является изолированный затвор, в результате чего эти элементы имеют схожие характеристики управления. Благодаря отрицательному температурному коэффициенту тока короткого замыкания, появилась возможность создавать транзисторы, устойчивые к короткому замыканию.

Для ключевых элементов с управляющим затвором опасным также является состояние, когда напряжение управления падает до значения, при котором транзистор может перейти в линейный режим и выйти из строя из-за перегрева кристалла.

Отсутствие тока управления в статических режимах и общее низкое по-требление по цепям питания позволяет отказаться от гальванически изолированных схем управления на дискретных элементах и создать интегральные схемы управления — драйверы. В настоящее время ряд фирм и прежде всего фирма International Rectifier выпускает широкую гамму таких устройств, управляющих одиночными транзисторами, полумостами и мостами — двух и трехфазными. Кроме обеспечения тока затвора они способны выполнять и ряд вспомогательных функций, таких, как защита от перегрузки по току, падения напряжения управления и ряд других.

В данной статье рассматриваются способы использования серийных драйверов для режимов защиты.

Режимы короткого замыкания

Рис. 1

Причины возникновения токовых перегрузок разнообразны. Чаще всего это аварийные случаи, такие как пробой на корпус или замыкание нагрузки.

Перегрузка может быть вызвана и особенностями схемы, например переходным процессом или током обратного восстановления диода оппозитного плеча. Такие перегрузки должны быть устранены схемотехническими методами: применением цепей формирования траектории (снабберов), выбором резистора затвора, изоляцией цепей управления от силовых и др.

Подробно поведение транзисторов в режимах короткого замыкания (КЗ) дано в 1 .

Включение транзистора при коротком замыкании в цепи нагрузки

Рис. 2

Принципиальная схема и эпюры напряжения, соответствующие этому ре-жиму, приведены на рис. 1а и 2. Все графики получены при анализе реальных схем с помощью программы PSpice. Для анализа били использованы усовер-шенствованные модели транзисторов MOSFET фирмы International Rectifier и макромодели IGBT и драйверов, разработанные автором статьи.

Максимальный ток в цепи коллектора транзистора ограничен напряжением на затворе и крутизной транзистора. Из-за наличия емкости в цепи питания, внутреннее сопротивление источника питания не влияет на ток КЗ. В момент включения ток в транзисторе нарастает плавно из-за паразитной индуктивности LS в цепи коллектора (средний график на рис.2). По этой же причине напряжение имеет провал (нижний график). После окончания переходного процесса к транзистору приложено полное напряжение питания, что приводит к рассеянию колоссальной мощности в кристалле. Режим КЗ необходимо прервать через некоторое время, необходимое для исключения ложного срабатывания. Это время обычно составляет 1-10мкс. Естественно, что транзистор должен выдерживать перегрузку в течение этого времени.

Короткое замыкание нагрузки у включенного транзистора

Принципиальная схема и эпюры напряжения, соответствующие этому режиму, приведены на рис. 1б и 3. Как видно из графиков, процессы в этом случае происходят несколько иначе. Ток, как и в предыдущем случае ограниченный параметрами транзистора, нарастает со скоростью, определяемой паразитной индуктивностью Ls (Средний график на рис.3). Прежде, чем ток достигнет установившегося значения, начинается рост напряжения Vce (нижний график). Напряжение на затворе возрастает за счет эффекта Миллера (верхний график). Соответственно возрастает и ток коллектора, который может превысить установившееся значение. В этом режиме кроме отключения транзистора необходимо предусмотреть и ограничение напряжения на затворе.

Рис. 3

Как было отмечено, установившееся значение тока КЗ определяется на-пряжением на затворе. Однако уменьшение этого напряжения приводит к повышению напряжения насыщения и, следовательно, к увеличению потерь проводимости. Устойчивость к КЗ тесно связана и с крутизной транзистора. IGBT с высоким коэффициентом усиления по току имеют низкое напряжение насыщения, но небольшое допустимое время перегрузки. Как правило транзисторы, наиболее устойчивые к КЗ имеют высокое напряжение насыщения и, следовательно, высокие потери.

Допустимый ток КЗ IGBT гораздо выше, чем у биполярного транзистора. Обычно он равен 10-кратному номинальному току при допустимых напряжениях на затворе. Ведущие фирмы, такие как International Rectifier, Siemens, Fuji выпускают транзисторы, выдерживающие без повреждения такие перегрузки. Этот параметр оговаривается в справочных данных на транзисторы и называется Short Circuit Ration., а допустимое время перегрузки — tsc — Short Circuit Time.

Быстрая реакция схемы защиты вообще полезна для большинства применений. Использование таких схем защиты в сочетании с высокоэффективными IGBT повышают эффективность работы схемы без снижения надежности.

Применение драйверов IR для защиты от КЗ

Рассмотрим методы отключения транзисторов в режиме перегрузки на примере драйверов фирмы International Rectifier, так как эти микросхемы позволяют реализовать функции защиты наиболее полно.

Драйвер одиночного транзистора

На рис.4 приведена типовая схема подключения драйвера транзистора верхнего плеча IR2125 с использованием функции защиты от перегрузки. Для этой цели используется вывод 6 — CS. Напряжение срабатывания защиты — 230мВ. Для измерения тока в эмиттере установлен резистор RSENSE, номинал которого и делитель R1,R4 определяют ток защиты.

Рис. 4

Как было указано выше, если при появлении перегрузки уменьшить на-пряжение на затворе, период распознавания аварийного режима может быть увеличен. Это необходимо для исключения ложных срабатываний. Данная функция реализована в микросхеме IR2125. Конденсатор С1, подключенный к выводу ERR, определяет время анализа состояния перегрузки. При С1=300пФ, время анализа составляет около 10мкс. На это время включается схема стабилизации тока коллектора и напряжение на затворе снижается. Если состояние перегрузки не прекращается, то через 10мкс транзистор отключается полностью.

Отключение защиты происходит при снятии входного сигнала, что позволяет пользователю организовать триггерную схему защиты. При использовании такой защиты особое внимание следует уделить выбору времени повторного включения, которое должно быть больше тепловой постоянной времени кристалла силового транзистора. Тепловая постоянная времени может быть определена из графика теплового импеданса Zthjc.

Описанный способ включения транзистора имеет свои недостатки. Резистор RSENSE должен быть мощным и безындуктивным (серийно выпускаемые витые мощные резисторы имеют недопустимо высокую паразитную индуктивность). Кроме того он создает дополнительные потери мощности, что снижает эффективность схемы. На рис.5 приведена схема, свободная от указанных недостатков. В этой схеме для анализа ситуации перегрузки используется зависимость напряжения насыщения от тока коллектора. Для MOSFET транзисторов эта зависимость практически линейна, т.к. сопротивление открытого канала мало зависит от тока стока. У IGBT график Von=f(Ic) нелинеен, однако точность его вполне достаточна для выбора напряжения, соответствующего току требуемому защиты.

Для анализа состояния перегрузки по напряжению насыщения измерительный резистор не требуется. При подаче положительного управляющего сигнала на затвор, на входе защиты драйвера SC появляется напряжение, определяемое суммой падения напряжения на открытом диоде VD2 и на открытом силовом транзисторе Q1 и делителем R1, R4, который задает ток срабатывания. Падение напряжения на диоде практически неизменно и составляет около 0,5В. Напряжение открытого транзистора при выбранном токе КЗ определяется из графика Von=f(Ic). Диод VD2, как и VD1 должен быть быстродействующим и высоковольтным.

Рис. 5

Кроме защиты от перегрузки по току, драйвер анализирует напряжение питания входной части VСС и выходного каскада VB, отключая транзистор при падении VB ниже 9В, что необходимо для исключения линейного режима работы транзистора. Такая ситуация может возникнуть как при повреждении низковольтного источника питания, так и при неправильном выборе бутстрепной емкости С2. Величина емкости С2 должна вычисляться исходя из тока затвора силового транзистора и минимальной частоты следования импульсов. Если возможно пропадание импульсов, необходимо использовать «плавающий» источник питания. Данный способ защиты является наиболее предпочтительным и использовать первую схему целесообразно только тогда, когда нужно точное задание тока защиты.

Драйвер трехфазного моста

На рис.6 приведена схема подключения драйвера трехфазного моста IR2130 с использованием функции защиты от перегрузки. Для этой цели используется вход ITR. Напряжение срабатывания защиты — 500мВ. Для измерения полного тока моста в эмиттерах установлен резистор RSENSE, номинал которого вместе с делителем R2, R3 определяет ток защиты.

Драйвер IR2130 обеспечивает управление MOSFET и IGBT транзисторами при напряжении до 600В, имеет защиту от перегрузки по току и от снижения питающих напряжений. Схема защиты содержит полевой транзистор с открытым стоком для индикации неисправности (FAULT). Он также имеет встроенный усилитель тока нагрузки, что позволяет вырабатывать контрольные сигналы и сигналы обратной связи. Драйвер формирует время задержки (deadtime) между включением транзисторов верхнего и нижнего плеча для исключения сквозных токов. Это время составляет 1-2 мкс.

Для правильного использования указанной микросхемы и создания на ее основе надежных схем надо учитывать несколько нюансов.

Рис. 6

Особенностью драйвера IR2130 является отсутствие функции ограничения напряжения на затворе при КЗ. По этой причине постоянная времени цепочки R1C1, предназначенной для задержки включения защиты, не должна превышать 1мкс. Разработчик должен учитывать это обстоятельство и рассчитывать, что отключение моста произойдет через 1мкс после возникновения КЗ, в результате чего ток (особенно при активной нагрузке) может превысить расчетное значение.

Ток включения/выключения для IR2130 составляет 200/400 мА. Это необходимо учитывать при выборе силовых транзисторов и резисторов затвора для них. В параметрах на транзистор указывается величина заряда затвора (обычно в нК), которая определяет, при данном токе, время включения/выключения транзистора. Длительность переходных процессов, связанных с переключением, должна быть меньше времени задержки, формируемого драйвером (1-2мкс). Применение очень мощных транзисторов с большими паразитными емкостями может привести к ложному открыванию транзистора нижнего плеча при открывании верхнего из-за эффекта Миллера. Уменьшение резистора затвора или использование диода, параллельного этому резистору не всегда решает проблему по причине недостаточного тока выключения (400мА). В этом случае рационально применение усилителя тока. В качестве него могут быть использованы буферные каскады или полумостовые драйверы IR211X.

Указанные обстоятельства обычно не создают проблем, и данная микросхема на сегодняшний день является оптимальным элементом для управления трехфазными мостовыми усилителями.

1 — Силовые IGBT модули. Материалы по применению. Издательство «Додека», М.1997

Как правильно подключать igbt и mosfet транзисторы

MOSFET транзисторы

Динамика включения MOSFET транзистора

Понятно, что будут рассматриваться лишь n-канальные MOSFET транзисторы, хотя все процессы одинаково справедливы и для их p-канальных сородичей. Эквивалентная схема MOSFET транзистор содержит в своем составе несколько емкостей (раздел «MOSFET-транзисторы»):

— емкость затвор-исток C_GS;

— емкость затвор-сток C_GD;

— емкость сток-исток C_DS.

Эти емкости совместно с другими паразитными элементами оказывают основное влияние на процессы включения и выключения транзистора. Для понимания физики процессов коммутации и пояснения основных временных диаграмм напряжений и токов рассматривается режим коммутации задемпфированной индуктивной нагрузки как наиболее характерный для преобразовательной техники (задемпфированной — потому, что параллельно включен диод, и напряжение на ключе не превысит напряжение источника питания). Соответствующая электрическая схема с основными паразитными элементами представлена на рисунке DRV.1. Эквивалентом индуктивной нагрузки является источник постоянного тока с обратным диодом. Для упрощения считаем ничтожно малым фронт импульса управления на выходе драйвера. Ниже поэтапно представлен процесс включения MOSFET транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.2.

Процесс включения MOSFET транзистора состоит из нескольких стадий:

0) Выключенное состояние. На выходе драйвера нулевой уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

1) Зарядка емкости затвора до напряжения открывания. На выходе драйвера появляется высокий уровень напряжения и начинается процесс заряда ёмкости затвор-исток C_GS. Ток ограничивается лишь внутренним сопротивлением драйвера, внешним сопротивлением в цепи затвора и внутренним паразитным сопротивлением затвора транзистора.

Форма импульсов напряжения и токов соответствуют экспоненциальным кривым характерным для RC-цепочек. На протяжении этого периода транзистор пока еще закрыт.

2) Отрывание транзистора, линейный режим. Как только напряжение между затвором и истоком транзистора достигает порогового напряжения открывания U_TH то транзистор начинает открываться и переходить в проводящее состояние. Это чисто линейный режим работы транзистора. На этой стадии уже начинает протекать небольшой ток через емкость затвор-сток C_GD , называемую емкостью Миллера, что обусловлено падением напряжения на паразитных элементах (сопротивление и индуктивность стока). Напряжение на стоке транзистора практически не изменяется, т.к. протекающий ток еще слишком мал для того чтобы снизить напряжение на стоке до уровня запирания диода, стоящего в цепи источника тока. В течение этого этапа открывания ток через транзистор нарастает от нуля до максимума. В процессе роста тока происходит выделение тепла на кристалле транзистора. Транзистор постепенно переходит в режим называемый «плато Миллера».

3) «Плато Миллера» . После нарастания тока через транзистор до максимума, диод, стоящий в цепи источника тока закрывается и напряжение на стоке транзистора начинает уменьшаться. Все бы было хорошо, но сток и затвор связаны емкостной связью. Из-за этого уменьшение напряжения на стоке приводит перезаряду емкости затвор-сток C_GD за счет входного тока драйвера. Ёмкость C_GD мала, но заряжена до большого напряжения. Процесс перезаряда забирает на себя весь ток драйвера и в течение этого периода напряжение на затворе не изменяется – временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид плато – пресловутого «плато Миллера». Джон Мильтон Миллер — ученый, описавший это дело для электронных ламп. На этой стадии разряжается емкость сток-исток C_DS и происходит процесс переключения — уменьшение напряжения на стоке. В условиях индуктивной нагрузки задемпфированной диодом снижение напряжения происходит при токе, уже достигшем номинального значения. На этой стадии происходят основные коммутационные потери на кристалле транзистора.

4) Зарядка емкости затвора до напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно перезарядится, ток драйвера вновь пойдет на заряд емкости затвор-исток C_GS и напряжение на затворе снова начнет увеличиваться по тем же классическим уравнениям RC-цепочек. Процесс завершится после заряда C_GS до напряжения питания драйвера.

5) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения. Транзистор открыт. Ток протекает через транзистор. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на сопротивлении открытого канала. Все спокойно.

Динамика выключения MOSFET транзистора

Процесс выключения MOSFET транзистора будет рассмотрен для условий, аналогичных вышеприведенным условиям для включения транзистора с той же эквивалентной схемой коммутации индуктивной нагрузки (рисунок DRV.3 схема). Ниже поэтапно представлен процесс выключения MOSFET транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.3.

Процесс выключения MOSFET транзистора состоит из нескольких стадий:

0) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения (напряжение питания драйвера). Транзистор открыт. Ток протекает через транзистор. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на сопротивлении открытого канала. Все спокойно.

1) Разряд емкости затвора до напряжения плато Миллера. На этом этапе происходит разряд емкости затвора и емкости затвор-сток C_GS (емкость Миллера) от максимального выходного напряжения драйвера до уровня при котором начинается рост напряжения на стоке и за счет емкостной связи напряжение на затворе устанавливается на некотором уровне – происходит выход на режим «плато Миллера».

2) «Плато Миллера» . Закрывание транзистора приводит к росту напряжения на его стоке. Вследствие емкостной связи между стоком и затвором рост напряжения на стоке приводит к возникновению тока через емкость затвор-сток C_GD. Величина этого тока ограничена суммарным сопротивлением затворной цепочки и максимальным входным током драйвера. Когда напряжение стока увеличивается до напряжения питания, то из-за «втекающего в драйвер» тока через емкость затвор-сток C_GD напряжение на затворе транзистора не изменяется и временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид плато – пресловутого «плато Миллера». На этой стадии заряжается емкость сток-исток C_DS и происходит сам процесс выключения — рост напряжения на стоке до напряжения питания, В условиях индуктивной нагрузки ток через транзистор, поддерживаемый источником тока (индуктивность нагрузки) не изменяется. На этой стадии происходят основные коммутационные потери на кристалле транзистора.

3) Закрывание транзистора, линейный режим. После того как ток через емкость Миллера становится меньше разрядного тока драйвера напряжение на затворе начинает уменьшаться — сходит с «плато Миллера». К этому моменту напряжение на транзисторе практически достигает своего максимального значения (однако некоторый рост напряжения все же происходит – за счет увеличения напряжения не величину падения напряжения на диоде). Транзистор переходит в линейный режим и ток через него в течение этого интервала уменьшается до нуля. Ток через транзистор прекращается в момент, когда напряжение на затворе достигает порогового напряжения (напряжение открывания). На этой стадии также имеют место коммутационные потери на кристалле транзистора

4) Разрядка емкости затвора до минимального уровня напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно зарядится, ток драйвера полностью пойдет на разряд емкости затвор-исток C_GS и напряжение на затворе уменьшиться до уровня минимального выходного напряжения драйвера.

5) Выключенное состояние. На выходе драйвера нулевой уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

Основные выводы по процессу коммутации MOSFET

Анализ временных диаграмм включения/выключения MOSFET-транзистора позволяет сделать следующие практические выводы:

— включение и выключение транзистора происходит в несколько стадий, включающих задержку отклика на управляющее напряжение, собственно сам процесс коммутации и завершение переключения (дозаряд емкостей);

— скорость переключения транзистора пропорциональна входному и выходному току затвора определяемого цепью управления (драйвер, затворный резистор и т.д.); Ток затвора идет на перезарядку собственно емкости затвор-исток, а также паразитной ёмкости затвор-сток из-за которой и возникает «плато Миллера».

— собственно переключение транзистора и основные потери энергии на переключение происходят на этапе соответствующем «плато Миллера». Уменьшая длительность этой стадии можно уменьшить потери на переключение (в идеале…). Отсюда следует, что важно, чтобы драйвер выдавал достаточный входной и выходной ток при прохождении «плато Миллера». В остальных областях – предзаряд до порогового напряжения и постзаряд до выходного напряжения драйвера его выходной ток не оказывает существенного влияния на коммутационные потери.

— при условии ограничения максимального тока затвора внешним резистором ток затвора при включении (т.е. при заряде емкости затвора) больше чем ток затвора при выключении транзистора. То есть в обычных условиях процесс включения транзистора происходит быстрее процесса выключения транзистора. Это обусловлено тем, что заряд емкости затвора и емкости Миллера происходит через суммарную емкость затвора от напряжения примерно 10-15 В (обычный уровень напряжения питания драйвера). А разряд этих емкостей – при напряжении равном напряжению Миллера, т.е. примерно 5 В.

— частота коммутации ограничена сверху временными задержками на переключение транзистора. Для увеличения частоты коммутации необходимо снизить времена переключения ключевого элемента.

Все вышеприведенное относится к качественному рассмотрению процесса коммутации MOSFET. Хорошее описание процесса особенностей коммутации MOSFET дано в [Design And Application Guide For High Speed MOSFET Gate Drive Circuits. By Laszlo Balogh. в сети имеется сильно переработанный русскоязычный перевод – «Разработка и применение высокоскоростных схем управления силовыми полевыми транзисторами»]. Для практического расчета и конструирования источников питания необходим количественный расчет, основные соотношения которого приведены ниже.

IGBT транзисторы

Динамика включения IGBT транзистора

Динамика включения IGBT транзистора в целом схожа с динамикой включения MOSFETтранзистора, но имеет ряд специфических особенностей обусловленных его внутренней структурой. Из условной внутренней структуры (рисунок DRV.4) видно, что IGBT транзистор в своем составе содержит MOSFET транзистор и биполярный p-n-p транзистор.

Кроме внутренней структурной схемы для понимания динамических процессов коммутации IGBT также используют эквивалентную схему IGBT транзистора, содержащую в своем составе несколько емкостей (рисунок DRV.5):

— емкость затвор-эмиттер C_GE;

— емкость затвор-коллектор C_GC;

— емкость коллектор-эмиттер C_CE.

Эти емкости совместно с другими паразитными элементами оказывают основное влияние на процессы включения и выключения транзистора.

Для понимания физики процессов коммутации IGBT-транзистора и пояснения основных временных диаграмм напряжений и токов рассматривается режим коммутации задемфированной индуктивной нагрузки как наиболее характерный для преобразовательной техники. Этот же режим был рассмотрен и для вышеописанных процессов коммутации MOSFET-транзистора. Соответствующая электрическая схема с основными паразитными элементами представлена на рисунке DRV.6. Эквивалентом индуктивной нагрузки является источник постоянного тока с обратным диодом. Для упрощения считаем ничтожно малым фронт импульса управления на выходе драйвера. Кроме этого при управлении IGBT-транзисторами часто используются драйверы, обеспечивающие отрицательный уровень напряжения на затворе, что повышает скорость выключения и обеспечивает защиту от включения в случае резкого увеличения напряжения на затворе. Именно этот случай биполярного драйвера рассмотрен ниже. Ниже поэтапно представлен процесс включения IGBT-транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.7.

Процесс включения IGBT транзистора состоит из нескольких стадий:

0) Выключенное состояние. На выходе драйвера отрицательный относительно эмиттера уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

1) Зарядка емкости затвор-эмиттер до напряжения открывания. На выходе драйвера появляется высокий уровень напряжения и начинается процесс заряда ёмкости затвор-эмиттер C_GE. Ток ограничивается лишь внутренним сопротивлением драйвера, внешним сопротивлением в цепи затвора и внутренним паразитным сопротивлением затвора транзистора. Током драйвера происходит заряд емкости C_GE и смена полярности напряжения на затворе. Форма импульсов напряжения и токов соответствуют экспоненциальным кривым характерным для RC-цепочек. На протяжении этого периода транзистор пока еще закрыт.

2) Отрывание транзистора, линейный режим. Как только напряжение между затвором и эмиттером транзистора достигает порогового напряжения открывания U_TH то транзистор начинает открываться и переходить в проводящее состояние. При этом первым — включается «MOSFET» транзистор в составе IGBT. Через биполярный транзистор протекает существенно меньшая доля тока. Это чисто линейный режим работы IGBT транзистора. На этой стадии уже начинает протекать небольшой ток через емкость затвор-коллектор C_GC, называемую емкостью Миллера, что обусловлено падением напряжения на паразитных элементах (сопротивление и индуктивность вывода коллектора). Напряжение на коллекторе транзистора практически не изменяется, так как протекающий ток еще слишком мал для того чтобы снизить напряжение на коллекторе до уровня запирания диода, стоящего в цепи источника тока (индуктивности). В течение этого этапа открывания транзисторы ток через транзистор нарастает от нуля до максимума. В процессе роста тока происходит выделение тепла на кристалле транзистора. Транзистор постепенно переходит в режим называемый «плато Миллера».

3) «Плато Миллера» — снижение напряжения на «MOSFET» транзисторе в составе IGBT . После нарастания тока через IGBT транзистор до максимума, диод, стоящий в цепи источника тока закрывается и напряжение на коллекторе транзистора начинает уменьшаться. Вследствие ёмкостной связи между коллектором и затвором уменьшение напряжения на коллекторе приводит перезаряду емкости затвор-коллектор C_GC за счет входного тока драйвера. Процесс перезаряда забирает на себя весь ток драйвера и в течение этого периода напряжение на затворе не изменяется – временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид плато – пресловутого «плато Миллера». Плато Миллера для IGBT транзистора состоит из двух стадий. На первой стадии происходит быстрое снижение напряжения коллекторе обусловленное снижением напряжения на «MOSFET» транзисторе в составе IGBT. На этой стадии имеют место большие коммутационные потери на кристалле транзистора. Вторая стадия плато Миллера — снижение напряжения на биполярном p-n-p транзисторе в составе IGBT. Далее.

4) «Плато Миллера» — снижение напряжения на биполярном p-n-p транзисторе в составе IGBT . После стадии быстрого спада напряжения на коллекторе, обусловленного снижением напряжения на «MOSFET» транзисторе начинается стадия более медленного спада обусловленного процессом завершения включения биполярного p-n-p транзистора в составе IGBT. Аналогично вследствие ёмкостной связи между коллектором и затвором уменьшение напряжения на коллекторе приводит перезаряду емкости затвор-коллектор C_GC и в течение этого напряжение на затворе не изменяется – и плато Миллера продолжается до полного включения биполярного p-n-p транзистора после которого напряжение на IGBT устанавливается на уровне падения напряжения на открытом переходе транзистора. Это вторая стадия плато Миллера для IGBT транзистора. На этой стадии также имеют место коммутационные потери на кристалле транзистора.

5) Зарядка емкости затвора до напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно перезарядится, ток драйвера вновь пойдет на заряд емкости затвор-эмиттер C_GEи напряжение на затворе снова начнет увеличиваться по тем же классическим уравнениям RC-цепочек. Процесс завершится после заряда C_GE до напряжения питания драйвера. Практически весь ток полностью протекает через биполярный p-n-p транзистор в составе IGBT транзистора.

6) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения. Транзистор открыт. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на переходе открытого транзистора. Все спокойно.

Динамика выключения IGBT транзистора

Процесс выключения IGBT транзистора будет рассмотрен для условий аналогичных вышеприведенным условиям для эквивалентной схемы коммутации индуктивной нагрузки. Поэтапно ниже представлен процесс выключения IGBT транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.8.

Процесс выключения IGBT транзистора .

0) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения (напряжение питания драйвера). Транзистор открыт. Ток протекает через транзистор. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на сопротивлении открытого канала. Все спокойно.

1) Разряд емкости затвора до напряжения плато Миллера. На этом этапе происходит разряд емкости затвора и емкости затвор-сток C_GE (емкость Миллера) от максимального выходного напряжения драйвера до уровня при котором начинается рост напряжения на коллекторе и за счет емкостной связи напряжение на затворе устанавливается на некотором уровне – происходит выход на режим «плато Миллера». Важно понимать, что для IGBTтранзистора имеется значительная разница между напряжениями на «плато Миллера» для включения и выключения. Это обусловлено задержкой подключения обратной связи, так как биполярная часть IGBT транзистора достаточно «тормозная» и рост напряжения на коллекторе начинается уже после того как напряжение успело спасть до напряжения несколько ниже порога включения.

2) «Плато Миллера» . Закрывание IGBT транзистора приводит к росту напряжения на его коллекторе. Вследствие емкостной связи между коллектором и затвором рост напряжения на стоке приводит к возникновению тока через емкость коллектор-сток C_GC. Величина этого тока ограничена суммарным сопротивлением затворной цепочки и максимальным входным током драйвера. Вследствие этого тока обратной связи напряжение на затворе транзистора не изменяется во время пока напряжение на транзисторе увеличивается. То есть ток драйвера и «ток Миллера» друг друга полностью компенсируют, при этом временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид «плато Миллера». На этой стадии заряжается емкость коллектор-эмиттер C_CE и происходит сам процесс выключения — рост напряжения на коллекторе до напряжения питания. Ток через транзистор, поддерживаемый источником тока (цепь нагрузки), не изменяется. На этой стадии происходят основные коммутационные потери на кристалле транзистора. При этом важно понимать, что на этой стадии ток перераспределяется между обоими транзисторами, входящими в состав IGBT — «MOSFET» транзистором и p-n-p BT-транзистором.

3) Закрывание транзистора, выключение «MOSFET» транзистора в составе IGBT. После того как ток через емкость Миллера становится меньше разрядного тока драйвера напряжение на затворе начинает уменьшаться (сход с «плато Миллера»). К этому моменту напряжение на транзисторе практически достигает своего максимального значения. Далее следует быстрое уменьшение тока через транзистор до определенной величины – происходит выключение — «MOSFET» транзистора в составе IGBT. Напряжение на затворе продолжает спадать.

4) Перезарядка емкости затвора до минимального уровня напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно зарядится, ток драйвера полностью пойдет на разряд емкости затвор-эмиттер C_GE и напряжение на затворе снизится уровня минимального выходного напряжения драйвера (отрицательного относительно «земли», как правило).

4-5) Закрывание транзистора, выключение биполярного p-n-p транзистора в составе IGBT.

После стадии быстрого спада тока транзистора, обусловленного выключением «MOSFET» транзистора в составе IGBT начинается стадия более медленного спада тока, обусловленного выключением биполярного p-n-p транзистора в составе IGBT. Это так называемый «токовый хвост». Длина «хвоста» определяется типом транзистора и величиной ранее протекавшего тока. На этой стадии также происходят существенные коммутационные потери.

6) Выключенное состояние. На выходе драйвера минимальный уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

Основные выводы по процессу коммутации IGBT

Из временных диаграмм видно, что в целом процесс включения/выключения IGBTтранзистора схож с процессом коммутации MOSFET транзистора. Таким образом, выводы сделанные выше для MOSFET применимы и для IGBT. Однако имеются некоторые основные отличия в процессе коммутации IGBT. Выделим их:

— наличие ступенчатого спада напряжения на коллекторе в процессе включения, что обусловлено составным характером IGBT транзистора: сначала включается MOSFET-часть, затем биполярная часть;

— наличие ступенчатого спада тока на коллекторе в процессе выключения, что также обусловлено составным характером IGBT транзистора: сначала выключается MOSFET-часть, затем биполярный транзистор. К тому же процесс выключения биполярного p-n-p транзистора затягивается и имеет место так называемый «токовый хвост». Опасность «хвоста» проявляется в значительных сквозных токах при включении IGBT в схему полумоста.

— уровни «плато Миллера» для включения и выключения транзистора различны. При включении IGBT уровень «плато Миллера» больше чем уровень «плато Миллера» при выключении. Это обусловленной временной задержкой включения отрицательной обратной связи между коллектором и затвором.

— IGBT транзистор более медленный по сравнению с MOSFET.

Все вышеприведенное относится к качественному рассмотрению процесса коммутации IGBT транзистора. Хорошее описание процесса особенностей коммутации IGBT дано в [Markus Hermwille. IGBT Driver Calculation. Application Note AN-7004, SEMIKRON International. Русскоязычный перевод в журнале «Электронные компоненты №6, №8. 2008 — Управление изолированным затвором. Часть 1, Часть 2. Маркус Хермвиль, Андрей Колпаков.]. Проблемы потерь при переключении описаны в [DRIVE CIRCUITS FOR POWER MOSFETs AND IGBTs. by B. Maurice, L. Wuidart. APPLICATION NOTE. STMicroelectronics]. Принципы управления MOSFET и IGBT представлены в статье [Управление изолированными затворами MOSFET/IGBT, базовые принципы и основные схемы. Винтрич Арендт, Николаи Ульрих, Райманн Тобиас, Турски Вернер. Силовая электроника, №5, 2013]. Для практического расчета и конструирования источников питания необходим количественный расчет, основные соотношения которого приведены ниже.

Расчет параметров цепи управления MOSFET-транзисторов

Для определения требований к цепи управления MOSFET необходим расчет основных электрических параметров в цепи затвора транзистора. В целом нижеприведенные соотношения справедливы и для расчета управления IGBT-транзисторов.

Заряд затвора

Основным параметром, используемым при расчете цепей управления MOSFET является заряд затвора Q_G. Он приводится в справочных листах (datasheet) на транзисторы. Кроме численного значения, которое можно найти в datasheet, важно понимать, что Q_G зависит от напряжения на транзисторе V_DS. Зависимости напряжения на затворе V_GS от «вкачанного» в него заряда Q_G также приводятся в datasheet. В качестве примера на рисунке DRV.9 представлена зависимость для популярного транзистора IRF740. Видно, что зависимость содержит отражение «плато Миллера».

В соответствии графиком можно определить весьма точно величину суммарного заряда затвора при заданном напряжении драйвера и напряжении V_GS на транзисторе.

Мощность управления

Выражение для мощности управления затвором P_{G_avg} имеет вид:

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

Q_G — заряд затвора (total gate charge);

f – частота коммутации.

Эта мощность рассеивается на резистивных элементах цепи управления – затворном резисторе, внутреннем сопротивлении драйвера, паразитном сопротивлении затвора.

Средний ток управления MOSFET

Средний ток I_{G_avg}, потребляемый схемой управления на перезаряд емкости затвора равен:

Q_G — заряд затвора (total gate charge);

f – частота коммутации.

Это было среднее значение. Теперь раскладываем импульс тока управления по полочкам, находим токи на каждом из интервалов и длительности интервалов.

Напряжение «плато Миллера»

Напряжение «плато Миллера» V_Miller определяется выражением:

V_TH – пороговое напряжение (открывания транзистора);

I_{D_max} – максимальный ток стока;

g_fs – крутизна зависимости тока стока от напряжения затвора на малом сигнале:

Как правило, вторая компонента суммы, обусловленная крутизной g_fs значительно меньше V_TH по величине и на практике её можно не учитывать.

Токи и времена коммутации на стадии включения

— амплитуда импульса тока затвора I_{G_max} (в начальный момент времени) равна:

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

R_{driver_ON} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии включения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

В случае если выходной каскад драйвера работает как генератор тока, то максимальный ток равен максимальному выходному току драйвера.

— ток затвора в линейном режиме I_{G_lin} — в период времени между V_TH и V_Miller равен:

V_Miller – напряжение на «плато Миллера»;

V_TH – пороговое напряжение включения транзистора.

Смысл полсуммы заключается в усреднении V_TH и V_Miller для получения среднего значения напряжения на интервале.

— ток затвора на «плато Миллера» I_{G_Miller} равен:

— длительность времени нарастания напряжения до порога открывания V_TH (в первом приближении):

C_iss — входная емкость (Input Capacitance).

— длительность линейного режима (период времени между V_TH и V_Miller):

C_iss — входная емкость (Input Capacitance).

На практике длительность этого интервала достаточно мала (поскольку V_TH≈V_Miller) и может быть исключена из расчета.

— длительность «плато Миллера» :

C_rss — проходная емкость (Reverse Transfer Capacitance).

V_DS – напряжение сток-исток на выключенном транзисторе.

Смысл этого выражения заключается в том, что ток на «плато Миллера» фактически перезаряжает «ёмкость Миллера» C_rss заряженную до напряжения сток-исток выключенного транзистора.

Особенно важным интервалом является интервал соответствующий «плато Миллера» поскольку именно на этом интервале происходят основные коммутационные потери.

Для упрощения расчетов по вышеприведенным соотношениям можно допустить, что:

При этом длительность линейного режима обращается в ноль и исключается из расчета. Таким образом, время спада напряжения на транзисторе в момент включения t_f определяетсядлительностью «плато Миллера»:

C_rss — проходная емкость (Reverse Transfer Capacitance), зависит от напряжения сток-исток V_DS;

V_DS – напряжение сток-исток на выключенном транзисторе;

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

V_Miller – напряжение на «плато Миллера», практически равно V_TH – пороговому напряжению включения транзистора;

R_{driver_ON} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии включения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

Токи и времена коммутации на стадии выключения

— амплитуда импульса тока затвора в начальный момент времени выключения транзистора равна:

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии выключения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

В случае если выходной каскад драйвера работает как генератор тока, то максимальный ток равен максимальному выходному току драйвера.

— ток затвора на «плато Миллера» на стадии выключения транзистора равен:

— ток затвора в линейном режиме — период времени между V_TH и V_Miller равен:

V_Miller – напряжение на «плато Миллера»;

V_TH – пороговое напряжение включения транзистора.

— длительность времени спада напряжения до напряжения V_Miller «плато Миллера» (в первом приближении):

— длительность «плато Миллера»:

— длительность линейного режима (период времени между V_TH и V_Miller):

На практике длительность этого интервала достаточно мала (поскольку V_TH≈V_Miller) и может быть исключена из расчета.

Таким образом, время нарастания напряжения на транзисторе при переходе в закрытое состояние t_r определяется длительностью «плато Миллера»:

C_rss — проходная емкость (Reverse Transfer Capacitance), зависит от напряжения сток-исток V_DS;

V_DS – напряжение сток-исток на выключенном транзисторе;

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

V_Miller – напряжение на «плато Миллера», практически равно V_TH – пороговому напряжению включения транзистора;

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии выключения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

Основные коммутационные потери транзистора происходят именно на интервале, соответствующему «плато Миллера».

Шунтирующий конденсатор драйвера. Расчет

Выше показано, что управление MOSFET транзистором в ключевом режиме осуществляешься импульсами тока, перезаряжающего паразитные емкости. Амплитуда этих импульсов может составлять единицы ампер при временах нарастания – менее 100 нс. Из этого следует, что для формирования данных импульсов драйвер должен иметь источник энергии с малым внутренним сопротивлением, причем расположенный в непосредственной близости от драйвера.

Таким источником энергии является шунтирующий конденсатор драйвера, за счет энергии которого осуществляется питание драйвера в моменты коммутации. Для этой ответственной роли подходят только керамические конденсаторы. Вопрос в том какова должна быть минимальная емкость шунтирующего конденсатора? При закачивании в затвор суммарного заряда затвора Q_G напряжение на шунтирующем конденсаторе изменится на величину ΔV_Cdrv :

Q_G – суммарный заряд затвора;

C_DRV – емкость шунтирующего конденсатора.

Отсюда следует выражение для емкости шунтирующего конденсатора C_DRV:

Q_G – суммарный заряд затвора;

ΔV_Cdrv – допустимые пульсации на шунтирующем конденсаторе.

Таким образом, для расчета величины емкости необходимо задаться величиной допустимых пульсаций на шунтирующем конденсаторе. Они могут быть выбраны в пределах 2-5 %.

Расчет (определение) внутреннего сопротивления драйвера

Внутреннее выходное сопротивление драйвера на стадии включения R_{driver_ON}, если не указано в datasheet, может быть вычислено по соотношению:

V_driver – номинальное напряжение драйвера;

I_{driver_max_ON} – максимальный выходной ток драйвера на стадии включения.

Аналогично рассчитывается внутреннее входное сопротивление драйвера на стадии выключения R_{driver_OFF} :

V_driver – номинальное сопротивление драйвера;

I_{driver_max_OFF} – максимальный входной ток драйвера на стадии выключения.

Выбор оптимального сопротивления затворного резистора

Критерий демпфирования осцилляций

Цепь, или вернее токовая петля, по которой протекает ток управления транзистором (ток затвора) имеет собственную индуктивность. Эта индуктивность во-первых замедляет рост тока в цепи затвора, во-вторых – приводит к появлению высокочастотных осцилляций в цепи затвора обусловленных LC-контуром, образованном емкостью затвора и паразитной индуктивностью цепи. Прямым путем решения проблем является оптимизация разводки печатной платы с целью уменьшения паразитных индуктивностей там, где они не нужны. Но в любом случае уменьшить индуктивность до нуля не получится.

Для демпфирования осцилляций используется внешний резистор затвора. Его величинаR_{G_ext}выбирается исходя из соотношения [Design And Application Guide For High Speed MOSFET Gate Drive Circuits. By Laszlo Balogh. В сети имеется сильно переработанный русскоязычный перевод – «Разработка и применение высокоскоростных схем управления силовыми полевыми транзисторами»]:

L_S – паразитная индуктивность контура;

С_iss – входная емкость транзистора;

R_{G_int} – паразитное сопротивление затвора транзистора;

R_driver – внутреннее сопротивление (среднее) драйвера:

Физический смысл этого соотношения для нахождения оптимального сопротивления контура заключается в том, чтобы сделать активное сопротивление затворного резистора равным удвоенному волновому сопротивлению LC контура. При этом колебания эффективно демпфируются.

Критерий ограничения тока драйвером

Для каждого типа драйвера существует максимальное значение входного и выходного тока. Это накладывает ограничения на минимальную величину сопротивления в цепи затвора ниже которой оно не оказывает существенного значения на динамические характеристики, т.к. ток ограничивается уже самим драйвером.

В общем случае (пренебрегаем паразитным сопротивлением затвора и ограничением тока драйвером) максимальное значение импульса тока затвора I_{G_max} равно:

V_driver – максимальное выходное напряжение драйвера;

R_{G_ext} – сопротивление затворного резистора.

Приравнивая максимальное значение импульса тока затвора I_{G_max} к максимальному значению тока драйвера I_{driver_max} :

Получаем минимальную величину сопротивления затвора R_{G_ext}:

V_driver – максимальное выходное напряжение драйвера;

I_{driver_max} – максимальное значение тока драйвера (выбирается как минимальное из I_{driver_max_ON} и I_{driver max OFF}).

Выбирая затворное сопротивление больше данной величины уменьшают скорость переключения транзистора. Зачем необходимо уменьшать скорость переключения транзистора – см. далее.

Критерий устойчивости к высоким dV/dt на закрытом транзисторе

Существует предельно допустимая скорость нарастания напряжения на закрытом транзисторе, иначе он может приоткрыться (об этом ниже в подразделе «Высокие скорости нарастания напряжения на транзисторе (dV/dt) – причины и следствия»).

Предельно допустимая скорость нарастания напряжения прикладываемого к закрытому транзистору (dV/dt)_max определяется по соотношению:

V_TH – напряжение открывания драйвера (берется с учетом рабочей температуры);

C_GD – емкость затвор-сток;

R_{G_total} – суммарное сопротивление затвора:

R_{G_ext} – выбранное значение сопротивление затворного резистора;

R_{G_int} – паразитное сопротивление затвора транзистора;

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера в состоянии OFF (соотношение для расчета представлено выше).

Если рассчитанное значение (dV/dt)_max больше реальной скорости роста напряжения в данной схеме (dV/dt)_real, то все в порядке. Если же нет, то скорость роста напряжения нужно уменьшить или уменьшить суммарное сопротивление затвора R_{G_total}.

Критерий заданного времени включения/выключения транзистора

В ряде случаев необходимо искусственно замедлить скорость коммутации транзистора. Необходимость этого может быть обусловлена снижением dV/dt в схеме, ограничению броска тока при коммутации снижением уровня наводок и т.д. В этом случае увеличением величины затворного резистора добиваются повышения времени коммутации в соответствии с соотношением:

где dV/dt – заданная скорость нарастания напряжения.

Высокие скорости нарастания напряжения на транзисторе (dV/dt) – причины и следствия

Причины высоких dV/dt на закрытом транзисторе и последствия

В большинстве схемотехнических решений преобразователей используется последовательное соединение двух поочередно включающихся силовых ключей MOSFET или IGBT-транзисторов. К таким схемам относятся схемы полумостовых, мостовых преобразователей, синхронных выпрямителей, системы управления двигателями и др. С целью уменьшения динамических потерь необходимо увеличивать скорости переключения силовых ключей. Динамические потери при этом уменьшаются, но возникает опасность «несанкционированного» включения транзистора за счет тока, протекающего через емкость затвор-сток. Включение может быть как полным, так и может быть переход в линейный режим. Следствие этого включения – «сквозняк» — сквозной ток через оба силовых транзистора и выход преобразователя из строя.

Кроме этих типичных случаев, высокие dV/dt на транзисторе могут возникать при:

— включении питания преобразователя (когда еще драйвер «молчит»);

— резком разрыве тока в индуктивностях силовой схемы;

С особым вниманием следует отнестись к устройствам, работа которых предполагает значительный нагрев силовых ключей. Рост температуры кристалла приводит к уменьшению порогового напряжения открывания транзистора.

При проектировании преобразовательной техники необходимо определить входит ли конкретная схема в группу риска. Необходимо понимать, что емкости затвор-сток и затвор-исток образуют емкостной делитель, максимальное выходное напряжение на котором (напряжение на затворе) при любой скорости роста напряжения dV/dt не превысит величины:

V_{GS_max} – максимальное напряжение на затворе;

V_{DS_max} – максимальное напряжение на транзисторе (сток-исток), или максимально возможное напряжение на транзисторе;

C_GS – емкость затвор-исток;

C_GD – емкость затвор-сток.

Если напряжение V_{GS_max} окажется меньше порогового напряжения открывания транзистора V_TH :

то в данных условиях схема находится вне зоны риска по dV/dt.

то необходимо принимать дополнительные меры, о которых указано ниже.

Риск «паразитного включения» существенно возрастает с ростом рабочего напряжения на стоке. Вместе с тем при малых рабочих напряжениях (как правило, менее 24 В) случайного открывания транзистора по причине высоких dV/dt можно не опасаться.

Способы защиты от высоких значений dV/dt

Резистор в цепи затвор-исток

Использование резистора подключаемого параллельно затвору и истоку транзистора «помогает» лишь при сравнительно малых скоростях роста напряжения на транзисторе. Однако это весьма действенный способ устранения «паразитного включения» при подаче питания на устройство. Дело в том, что при подаче питания некоторые драйверы могут еще находится в спящем режиме и его выходные каскады могут быть в неактивном состоянии и не «притягивать» затвор к земле. В этот период времени пассивный способ с помощью резистора обеспечивает защиту затвора. Величина резистора R_GSвыбирается исходя из соотношения:

V_TH – напряжение открывания драйвера (берется с учетом рабочей температуры);

C_GD – емкость затвор-сток;

dV/dt – скорость роста напряжения на транзисторе.

Разрядный резистор физически необходимо располагать непосредственно вблизи силового ключа. Недостатком способа является значительная дополнительная нагрузка на выходной каскад драйвера в течение всего импульса открытого состояния ключа.

Схема на p-n-p транзисторе

Схема на p-n-p транзисторе (см. рисунок DRV.14), ускоряющая выключение транзистора так же эффективна для защиты транзистора от включения в результате действия больших dV/dt. При использовании схемы максимальная скорость нарастания напряжения на силовом MOSFETопределяется из соотношения:

V_TH – напряжение открывания драйвера (берется с учетом рабочей температуры);

C_GD – емкость затвор-сток;

β – коэффициент усиления по току p-n-p транзистора;

R_{G_ext} – выбранное значение сопротивление затворного резистора;

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера в состоянии OFF;

R_{G_int} – паразитное сопротивление затвора.

Расчет статических и динамических потерь при коммутации MOSFET

Основные соотношения для расчета коммутационных потерь представлены в статье [Проблема выбора ключевых силовых транзисторов для преобразователей напряжения с жестким переключением. Александр Полищук. Силовая электроника №2, 2004 г.].

Статические потери

Мощность статических потерь для MOSFET транзисторов P_{VT_stat} определяется выражением:

I_rms – среднеквадратичное значение тока через транзистор;

R_DS – сопротивление сток-исток в открытом состоянии.

Динамические потери

Динамические потери MOSFET – транзисторов состоят из трех составляющих:

— энергия, выделяемая в кристалле при коммутации тока нагрузки I при рабочем напряжении V:

I – ток нагрузки;

V_pow – напряжение питания;

t_f – время спада напряжения на транзисторе (в момент коммутации);

t_r – время нарастания напряжения на транзисторе (переход в закрытое состояние).

— энергия разряда выходной емкости транзистора, заряженной до напряжения питания:

V_pow – напряжение питания;

С_oss – выходная емкость транзистора:

С_GD – ёмкость «затвор–сток»;

С_DS – ёмкость «сток-исток».

— энергия, выделяемая при протекании реверсного тока восстановления паразитного диода:

Q_rr – заряд восстановления паразитного диода;

V_pow – напряжение питания.

Величина заряда восстановления паразитного диода транзистора Q_rr приведена в datasheet для определенных режимов работы, как правило, соответствующих высоким скоростям изменения тока через транзистор и величинах тока, близких к максимальному). Таким образом, использование «даташитного» значения Q_rr даст величину потерь близкую к очень наихудшему случаю. Для более точных расчетов целесообразно корректировать Q_rrсогласно соотношению:

Q_{rr_datasheet} – значение заряда восстановления паразитного диода транзистора данная в datasheet;

I_{F_datasheet} – значение прямого тока протекающего через паразитный диод транзистора при котором получено значение Q_{rr_datasheet} ;

I_F – значение прямого тока протекающего через паразитный диод транзистора в реальных условиях соответствующих расчету.

Общие динамические потери при переключении транзистора складываются из трех составляющих:

Переходя от суммарной энергии динамических потерь в каждом цикле к мощности потерь P_{VT_switch}, получим выражение:

f – частота коммутации.

I – ток нагрузки;

V_pow – напряжение питания;

t_f – время спада напряжения на транзисторе (переход в открытое состояние);

t_r – время нарастания напряжения на транзисторе (переход в закрытое состояние);

Q_rr – заряд восстановления паразитного диода;

С_oss – выходная емкость транзистора:

С_GD – ёмкость «затвор–сток»;

С_DS – ёмкость «сток-исток».

Расчет статических и динамических потерь при коммутации IGBT

Основные соотношения для расчета коммутационных потерь представлены в статье [Проблема выбора ключевых силовых транзисторов для преобразователей напряжения с жестким переключением. Александр Полищук. Силовая электроника №2, 2004 г.].

Статические потери

Для IGBT статические потери рассчитываются по соотношению:

I_avg – среднее значение тока через транзистор;

V_CE – напряжение насыщения перехода коллектор-эмиттер транзистора.

Соотношение справедливо при условии, что ток нагрузки на протяжении периода коммутации изменяется незначительно.

Динамические потери

Динамические потери IGBT – транзисторов состоят из трех составляющих:

— энергия, выделяемая в кристалле при переключении. Для IGBT-транзисторов, в отличие от MOSFET используется понятие энергии переключения E_ts которая учитывает потери различного рода, в том числе потери, определяемые «хвостом» остаточного тока при выключении:

E_ts – суммарная энергия переключения;

— энергия разряда выходной емкости транзистора, заряженной до напряжения питания:

V_pow – напряжение питания;

С_oes – выходная емкость транзистора:

С_GC – ёмкость «затвор–коллектор»;

С_CE – ёмкость «коллектор-эмиттер».

— энергия, выделяемая при протекании реверсного тока восстановления специально введенного оппозитного диода (при наличии такового внутри IGBT):

Q_rr – заряд восстановления оппозитного диода;

V_pow – напряжение питания.

Величина заряда восстановления оппозитного диода IGBT-транзистора Q_rr приведена в datasheet для определенных режимов работы, как правило, соответствующих высоким скоростям изменения тока через транзистор и величинах тока, близких к максимальному). Таким образом, использование «даташитного» значения Q_rr даст величину потерь близкую к очень наихудшему случаю. Для более точных расчетов целесообразно корректировать Q_rrсогласно соотношению:

Q_{rr_datasheet} – значение заряда восстановления оппозитного диода транзистора данная в datasheet;

I_{F_datasheet} – значение прямого тока протекающего через оппозитный диод транзистора при котором получено значение Q_{rr_datasheet} ;

I_F – значение прямого тока протекающего через оппозитный диод транзистора в реальных условиях соответствующих расчету.

Общие динамические потери при переключении транзистора складываются из трех составляющих:

Переходя от суммарной энергии динамических потерь в каждом цикле к мощности потерь, получим выражение:

f – частота коммутации;

E_ts – суммарная энергия переключения;

V_pow – напряжение питания;

Q_rr – заряд восстановления оппозитного диода;

С_oes – выходная емкость транзистора:

С_GC – ёмкость «затвор–коллектор»;

С_CE – ёмкость «коллектор-эмиттер».

Драйверы класса «TrueDrive»

Как показано при описаниях процессов коммутации важно, чтобы драйвер MOSFET/IGBTтранзистора выдавал максимальный выходной ток при прохождении через «плато Миллера». Это существенно уменьшает динамические коммутационные потери на силовом ключе. В настоящее время существуют драйверы, выходной каскад которых обеспечивает высокий выходной и входной ток в районе «плато Миллера» — так называемые драйверы класса «TrueDrive». Их отличительной особенностью является использование в выходном каскаде как полевых, так и биполярных транзисторов. Структура такого драйвера представлена на рисунке DRV.10 на примере драйверов серий UCC27*** и UCC37***.

Ряд типовых схемотехнических решений управления затвором

Ниже представлен ряд типовых схемотехнических решений управления затвором используемых при необходимости в тех или иных случаях.

Схема с затворным резистором

Стандартная схема управления с резистором в цепи затвора (рисунок DRV.11) – наиболее распространенное схемотехническое решение. Затворный резистор демпфирует возможные осцилляции в паразитном LC-контуре, и ограничивает скорость включения и выключения MOSFET-транзистора. Данная схема подходит в большинстве случаев для стандартных источников питания малой и средней мощности. Рекомендации по расчету величины сопротивления затворного резистора представлены выше.

Схема с обратным диодом в цепи затвора

Схема управления с обратным разрядным диодом в цепи затвора обеспечивает ускоренное выключение MOSFET-транзистора так как разряд емкости затвора происходит в обход затворного резистора «всей мощью тока драйвера». За счет этого сокращаются динамические потери на ключе. Это особенно актуально в тех случаях, когда необходимо замедлить процесс включения ключа (для ограничения максимальной dV/dt на другом ключе, или для уменьшения броска тока или для других целей) и одновременно минимизировать время его выключения. Кроме этого обратный диод повышает стойкость схемы к «паразитной коммутации» при высоких скоростях роста напряжения dV/dt на закрытом ключе. В качестве диода могут быть использованы быстродействующие маломощные кремниевые диоды типа 1N4148 (для токов до 1 А). Применение в схеме диодов Шоттки нежелательно по причине их большой емкости перехода по сравнению с кремниевыми диодами и возникающих вследствие этого осцилляций в паразитном LC контуре [Схемы управления затворами силовых транзисторов. А.М. Бобрешов, А.В. Дыбой, С.Ватхик, М.С. Куролап. ВЕСТНИК ВГУ. Серия: Физика. Математика. 2010. №2. с. 189-197]. Существует минимальное значение сопротивления затвора R_G, при котором диод открывается:

V_VD – падение напряжения на паразитном диоде;

I_{G_max} – пиковый ток затвора.

В остальном рекомендации по расчету величины сопротивления затворного резистора для данной схемы аналогичны рекомендациям для предыдущей схемы и представлены выше.

Недостатком схемы является значительная токовая нагрузка на драйвер на стадии выключения.

Схема с независимо задаваемыми скоростями включения и выключения транзистора

Фактически представляет собой комбинацию предыдущих схем. Схема позволяет независимо задавать скорости включения и выключения MOSFET-транзистора. Рекомендации по расчету величины сопротивления затворного резистора для данной схемы аналогичны рекомендациям для предыдущей схемы.

Схема управления с разрядным p-n-p транзистором

Данная схема обеспечивает ускоренный разряд емкости затвора, обеспечивает хорошую стойкость к высоким dV/dt. Маломощный p-n-p транзистор располагается в непосредственной близости к силовому MOSFET и обеспечивает короткий путь разряда емкости затвора в процессе выключения. Выбор транзистора осуществляется исходя из обеспечения высокого быстродействия и достаточного коэффициента усиления по току. Сопротивление резистора R_Gопределяет только скорость включения транзистора. Данное схемотехническое решение применяется в преобразователях средней и большой мощности. Преимуществом схемы является уменьшение нагрузки на выходной каскад драйвера (практически в два раза), поскольку разряд емкости затвора осуществляется через внешний транзистор.

Схема с дополнительным разрядным MOSFET- транзистором

В схеме осуществляется быстрый разряд затвора силового MOSFET за счет маломощного MOSFET-транзистора. Среди недостатков данного решения следует отнести необходимость дополнительного инверсного выхода драйвера. Схема обладает высоким быстродействием.

Схема с усилителем тока на комплементарных биполярных транзисторах

Схема управления с усилителем тока на комплементарных биполярных транзисторах (рисунок DRV.16) применяется при управлении «тяжелыми» затворами, когда выходного тока драйвера недостаточно для быстрого перезаряда емкости затвора.

Схема с усилителем тока на MOSFET транзисторах

Схема управления с усилителем тока на MOSFET транзисторах (рисунок DRV.17) также используется при управлении «тяжелыми» затворами, когда выходного тока драйвера недостаточно для быстрого перезаряда емкости затвора. К отличительным особенностям схемы относятся инверсия сигнала управления, и несколько большее быстродействие.

Схема с усилителем тока на биполярных транзисторах c различными скоростями включения/выключения

Схема управления с усилителем тока на биполярных транзисторах c различными скоростями включения/выключения силового MOSFET транзистора используется в случае управления «тяжелыми» затворами при одновременном условии независимой установки скоростей включения и выключения транзистора.

Пробой затвора ключевого транзистора: причины и способы защиты

Причины пробоя затвора

Пробой затвора ключевого MOSFET- или IGBT транзистора может произойти вследствие ряда причин:

— превышение амплитуды управляющих импульсов напряжения пробоя затвора. Встречается редко, но вполне возможно, в случае если питание драйвера не стабилизировано.

— паразитная генерация в контуре «емкость затвора»-«индуктивность цепи управления» (так называемый «звон»). Причинами этого являются отсутствие или малая величина сопротивления затворных резисторов и слишком длинная цепь управления с большой паразитной индуктивностью и высокие скорости переключения.

— наводка в цепи управления за счет индуктивной (трансформаторной связи) между слишком длинной и широкой петлей управления и слишком близкорасположенным и слишком быстрым и сильноточным силовым контуром.

— слишком быстрый рост напряжения на стоке (коллекторе), вызывающий существенный ток через переходную емкость сток-затвор и рост напряжения на затворе.

— статическое электричество. Но это скорее при монтаже схемы.

— увеличение импеданса цепи управления.

Способы защиты от пробоя затвора

Существует несколько способов защиты от пробоя затвора (рисунок DRV.19):

— резистор в цепи «затвор-исток». Демпфирует колебания в цепи «драйвер-затвор» и снижает амплитуду колебаний. Менее эффективен, чем затворный резистор, но зато он практически не снижает разрядный зарядный ток. Устанавливается в непосредственной близости к транзистору. Основной целью введения резистора в управляющие схемы является предотвращение избыточного «перезаряда» входной емкости затвора при увеличении импеданса цепи управления [Подключение сигнальных цепей в мощных преобразовательных устройствах. Андрей Колпаков. Новости электроники №15. 2008. Статья 9].

— суппресор TVS в цепи «затвор-исток». Существенно более эффективная, но дорогая защита. Суппресор также ставится в непосредственной близости от транзистора.

— диод Шоттки, установленный между затвором и цепью питания.

— комбинированная защита, включающая суппресор TVS и резистор для предотвращения избыточного «перезаряда» емкости затвора.

— маломощный MOSFET-транзистор, включающийся при превышении затворного напряжения определенного уровня, задаваемого резисторным делителем R1/R2. Эта схема предназначена больше для мощных IGBT-транзисторов.

Защита от пробоя затвора актуальна в случае, если драйвер и силовой ключ разнесены на значительное расстояние. Это является причиной возникновения наводок и паразитных осцилляций. В этих случаях может быть целесообразно использование транзисторов с повышенным максимальным напряжением затвор-исток (например ±30В вместо ±20В).

Русские Блоги

Подробное объяснение структуры и принципа работы MOSFET и IGBT

Из энциклопедии Baidu

Сначала узнайте о MOSFET

На рисунке 1 показан типичный планарный N-канальный расширенный NMOSFET.Вид в разрезе. Он использует кусок кремния P-типаполупроводникиСделатьСубстрат, Распределите на его поверхности две области N-типа, а затем накройте ее слоемКремнезем(SiO2) изолирующий слой, и, наконец, два отверстия сделаны травлением над зоной N, и три электрода сделаны на изолирующем слое и в двух отверстиях путем металлизации: G (Сетка), S (исток) и D (сток), как показано на рисунке.

Из рисунка 1 видно, что затвор G изолирован от стока D и истока S, а между D и S есть два PN перехода. В нормальных условиях подложка и источник соединены между собой внутри, что эквивалентно PN-переходу между D и S.

Исходная ссылка:http://www.elecfans.com/d/708877.html

Изучите основы MOSFET в одной статье

что такоеMOSFETПервоначальная цель MOSFET: MOS (Metal Oxide Semiconductor), FET (Полевой транзистор).Транзистор), то есть затвор металлического слоя (M) вставлен оксидным слоем (O), чтобы использовать влияние электрического поля для управления полупроводниковым (S) полевым транзистором.

Внутренняя структура силового MOSFET иЭлектрические символыКак показано на рисунке, его можно разделить на тип NPN и тип PNP. Тип NPN обычно называется типом канала N, а тип PNP обычно называется типом канала P. Как видно из рисунка 1, для N-канального типаПолевой транзисторИсток и сток подключены к полупроводнику N-типа, а для полевого транзистора P-канала исток и сток подключены к полупроводнику P-типа. Мы знаем в целом Триод Выходной ток контролируется входным током . но Для полевой трубки выходной ток регулируется входным напряжением (или напряжением поля). Можно считать, что входной ток очень мал или входной ток отсутствует, что делает устройство высоким входным импедансом, и это также причина, по которой мы называем его полевой трубкой.

Личное понимание:

P означает положительный, что означает много положительных зарядов, а N означает отрицательный, что означает, что существует много отрицательных зарядов.

Следовательно, для PN-перехода подключите полюс P к положительному напряжению, а полюс N — к отрицательному. В это время на положительный заряд действуют две силы: отталкивание положительного напряжения и притяжение отрицательного напряжения. То же самое и с отрицательными зарядами, поэтому PN-переход включен. В противном случае это не ведет.

Принцип работы силового MOSFET

• Отсечка: между стоком и истоком добавляется положительный источник питания, а напряжение между затвором и истоком равно нулю. Образуется между основной областью P и областью дрейфа N.PN переходJ1 имеет обратное смещение, и между стоком и истоком ток не течет.
• Проводимость: приложите положительное напряжение UGS между затвором и истоком, затвор изолирован, поэтому ток затвора не будет течь. Но положительное напряжение затвора оттолкнет дырки в P-области под ним, а неосновные электроны в P-области будут притягиваться к поверхности P-области под затвором. Когда UGS больше, чем UT (напряжение включения илиПороговое напряжение), концентрация электронов на поверхности P-области под затвором будет превышать концентрацию дырок, в результате чего полупроводник P-типа инвертируется в N-тип, чтобы стать инверсионным слоем. Этот инверсионный слой формирует канал N и заставляет PN-переход J1 исчезать, а сток Проводящий с источником.

Личное понимание:

Как включается NPN MOSFET?

Сначала приложите к затвору положительное напряжение, которое оттолкнет положительный заряд в нижней части кремния типа [chèn] -P и в то же время притянет отрицательный заряд, так что между стоком и истоком образуется область отрицательного заряда. Добавьте положительное напряжение к стоку и отрицательное к истоку. Который может выдержать двойное искушение. Следовательно, отрицательный заряд истока будет непрерывно уходить в сток под крышкой затвора.

Электроны сначала стартуют от истока, поэтому они называются истоком; в то время как электроны, попадающие в сток, не задерживаются стоком и все утекают, поэтому они называются стоком.

Что касается того, как определить, является ли символ схемы MOSFET N-каналом или P-каналом. Знак канала — это знак канала в подложке. Стрелка в символе цепи указывает на поток электронов. Можно видеть, что стрелка в символе N-канальной схемы указывает на затвор, а скопление отрицательных электронов под подложкой представляет собой слой отрицательных электронов.С точки зрения стока и истока электрон проходит через исток. Желоб под слив, поэтому этот желоб называетсяnegativeКанал, упоминаемыйКанал N。

Во всех полупроводниковых компонентах значение стрелки указываетНаправление p-n перехода. Стрелка с символом трубки MOS указывает на проблему? — Ответ Дадао — Жиху https://www.zhihu.com/question/27955221/answer/38939126

Хотя отрицательный заряд в подложке хочет быть помещен в плечи затвора, под затвором находится изолирующий слой из диоксида кремния (SiO2), поэтому электроны могут накапливаться только на другой стороне изолирующего слоя. Не то. Нетрудно понять, почему полевые МОП-транзисторы управляются напряжением и почему полевые МОП-транзисторы имеют высокий входной импеданс.

Что касается использования высокого входного сопротивления? Представьте себе схему, в которой батарея V подключена последовательно с резистором R1 и резистором R2. В это время резистор R3 подключен параллельно с обеих сторон резистора R2. Тогда напряжение на обоих концах резистора 2 упадет из-за параллельного подключения R3, но если R3 слишком велик Стремитесь к бесконечности! В это время на напряжение R2 не будет влиять параллельное соединение, и легче проанализировать исходныйV/(R1+R2)

Основные характеристики статических характеристик силового MOSFET:

Его передаточные и выходные характеристики показаны на рисунке 2.

Связь между ID тока стока и напряжением UGS между затвором и истоком называется передаточной характеристикой полевого МОП-транзистора. Когда ID большой, связь между ID и UGS приблизительно линейна, а наклон кривой определяется как крутизна Gfs.

Вольт-амперные характеристики стока полевого МОП-транзистора (выходные характеристики): область отсечки (соответствующая области отсечки GTR); насыщенная область (соответствующая области усиления GTR); ненасыщенная область (соответствующая области насыщения GTR). Силовой полевой МОП-транзистор работает в режиме переключения, то есть переключается между областью отсечки и областью ненасыщенности. Паразитный между стоком и источником питания MOSFETдиод, Устройство включается при приложении обратного напряжения между стоком и истоком. О состоянии питания MOSFETсопротивлениеОн имеет положительный температурный коэффициент, что способствует разделению тока при параллельном подключении устройств. Динамические характеристики:

Его тестСхемаФорма сигнала процесса переключения показана на рисунке 3.

td (on) время задержки включения время задержки включения — это время от момента, когда напряжение затвор-исток повышается до 10% напряжения управления затвором, до момента, когда ток утечки повышается до 10% от заданного тока.

tr Время нарастания — это время, за которое ток стока увеличивается с 10% до 90%. Установившееся значение iD определяется напряжением источника питания стока UE и сопротивлением нагрузки стока. Размер UGSP связан с установившимся значением iD. После того, как UGS достигнет UGSP, он будет продолжать расти под действием up до тех пор, пока не достигнет установившегося состояния, но iD не изменился.

Время включения — сумма времени задержки включения и времени нарастания.

td (off) Время задержки выключения. Время задержки выключения — это время от момента, когда напряжение затвор-исток падает до 90% напряжения управления затвором, до момента, когда ток утечки падает до 90% от заданного тока. Это показывает задержку перед подачей тока на нагрузку. tf fall time-fall time — время, за которое ток стока упадет с 90% до 10%. Время выключения toff — сумма времени задержки выключения и времени спада.

Поймите несколько часто используемых параметров MOSFET, VDS, то есть напряжение сток-исток, которое является ограничивающим параметром MOSFET, который представляет максимальное напряжение, которое может выдержать между стоком и истоком MOSFET. Следует отметить, что этот параметр связан с температурой перехода, обычно чем выше температура перехода, тем больше значение. RDS (вкл.), Сопротивление в открытом состоянии сток-исток, представляет собой сопротивление в открытом состоянии между стоком и истоком, когда полевой МОП-транзистор включен при определенных условиях. Этот параметр связан с температурой перехода MOSFET и управляющим напряжением Vgs. В определенном диапазоне, чем выше температура перехода, тем больше Rds; чем выше напряжение возбуждения, тем меньше Rds. Qg, заряд затвора, представляет собой заряд, необходимый для повышения напряжения затвора от 0 В до конечного напряжения (например, 15 В) под действием управляющего сигнала.

Таким образом, заряд, который схема управления должна обеспечивать из выключенного состояния в полностью включенное состояние полевого МОП-транзистора, является основным параметром, используемым для оценки возможности управления полевым МОП-транзистором. Id, ток стока, ток стока обычно имеют несколько различных описаний. По форме рабочего тока различают непрерывный ток утечки и импульсный ток стока с определенной длительностью импульса (Pulsed dr.ain ток). Этот параметр также является параметром ограничения MOSFET, но это максимальное значение тока не означает, что ток стока может достигать этого значения во время работы. Это указывает на то, что при определенной температуре корпуса, если рабочий ток полевого МОП-транзистора равен указанному выше максимальному току стока, температура перехода достигнет максимального значения. Таким образом, этот параметр также связан с упаковкой устройства и температурой окружающей среды.

Eoss, энергия выходной мощности, что означает выходемкостьКоличество энергии, хранимой Коссом в полевом МОП-транзисторе. Поскольку выходная емкость Coss полевого МОП-транзистора имеет очень очевидные нелинейные характеристики, она изменяется при изменении напряжения Vds. Так что, если в таблице данных указан этот параметр, он очень полезен для оценки потерь переключения MOSFET. Не все руководства MOSFET предоставляют этот параметр, на самом деле, большинство таблиц данных не предоставляют его. ТелоDiodeDi / dt Текущая скорость изменения основного диода, которая отражает характеристики обратного восстановления основного диода MOSFET. Поскольку диод является биполярным устройством, на него влияет накопление заряда.Когда диод смещен в обратном направлении, заряд, накопленный в PN-переходе, должен быть очищен. Вышеуказанные параметры отражают эту характеристику.

Vgs, максимальное управляющее напряжение затвор-исток, которое также является ограничивающим параметром полевого МОП-транзистора. Оно представляет максимальное управляющее напряжение, которое может выдержать полевой МОП-транзистор. Как только управляющее напряжение превысит это предельное значение, оксидный слой затвора будет образован даже за очень короткое время. Постоянное повреждение. Вообще говоря, пока напряжение возбуждения не превышает предельное значение, проблем нет. Однако в некоторых особых случаях из-за наличия паразитных параметров это будет иметь непредсказуемый эффект на напряжение Vgs, что требует особого внимания. SOA, безопасная рабочая зона, каждый тип полевого МОП-транзистора будет иметь свою безопасную рабочую зону, различные биполярные транзисторы, силовые полевые МОП-транзисторы не будут показывать вторичный пробой, поэтому безопасная рабочая зона просто с момента, когда температура перехода достигает максимально допустимого значения Определение рассеиваемой мощности. Принципы выбора силового полевого МОП-транзистора После понимания значения параметров полевого МОП-транзистора, как выбрать продукт, отвечающий вашим потребностям, в соответствии с руководством по продукту производителя? Вы можете выбрать правильный MOSFET, выполнив следующие четыре шага.

Первым шагом в выборе правильного устройства для конструкции является решение, использовать ли полевой МОП-транзистор с N-каналом или с каналом Р. В типичном приложении питания, когда полевой МОП-транзистор заземлен, а нагрузка подключена к сетевому напряжению, полевой МОП-транзистор представляет собой переключатель нижнего уровня. . В переключателе нижнего уровня следует использовать N-канальный MOSFET из-за учета напряжения, необходимого для выключения или включения устройства. Когда полевой МОП-транзистор подключен к шине и нагрузка заземлена, используется переключатель высокого напряжения. В этой топологии обычно используются полевые МОП-транзисторы с P-каналом, что также не учитывается при управлении напряжением. Взаимодействие с другими людьми

2) Выбор напряжения и тока

Чем выше номинальное напряжение, тем выше стоимость устройства. Согласно практическому опыту, номинальное напряжение должно быть больше, чем напряжение сети или напряжение шины. Таким образом может быть обеспечена достаточная защита, чтобы полевой МОП-транзистор не вышел из строя. Для выбора полевого МОП-транзистора необходимо определить максимальное напряжение, которое может выдержать от стока до истока, то есть максимальное значение VDS. Другие факторы безопасности, которые необходимо учитывать инженерам-разработчикам, включают переключение электронного оборудования (например, двигателей илитрансформатор) Индуцированные переходные процессы напряжения. Номинальное напряжение различных приложений также различается; обычно портативное оборудование составляет 20 В,FPGAИсточник питания составляет 20 ~ 30 В, а приложение 85 ~ 220 В переменного тока — 450 ~ 600 В.

В режиме непрерывной проводимости полевой МОП-транзистор находится в устойчивом состоянии, и ток непрерывно течет через устройство. Пик импульса — это большой импульс (или пиковый ток), протекающий через устройство. После определения максимального тока в этих условиях просто выберите устройство, которое может выдержать этот максимальный ток. Взаимодействие с другими людьми

3) Рассчитайте потери проводимости

Потери мощности полевого МОП-транзистора можно рассчитать с помощью Iload2 × RDS (ON). Поскольку сопротивление в открытом состоянии изменяется с температурой, потери мощности также изменяются пропорционально. Для портативных конструкций проще (чаще) использовать более низкие напряжения, а для промышленных образцов можно использовать более высокие напряжения. Обратите внимание, что сопротивление RDS (ON) будет немного увеличиваться с увеличением тока. Изменения различных электрических параметров сопротивления RDS (ON) можно найти впроизводствоЕго можно найти в техническом паспорте, предоставленном поставщиком. Взаимодействие с другими людьми

4) Требования к тепловыделению вычислительной системы

Дизайнер должен рассмотреть две разные ситуации: наихудший случай и реальный случай. Рекомендуется использовать результат расчета для наихудшего случая, поскольку этот результат обеспечивает больший запас прочности и может гарантировать, что система не выйдет из строя. Есть также некоторые данные измерений, которые требуют внимания в спецификации MOSFET; например, тепловое сопротивление между полупроводниковым переходом упакованного устройства и окружающей средой, а также максимальная температура перехода. Взаимодействие с другими людьми

На самом деле потеря переключения — очень важный индикатор. Произведение напряжения и тока в момент включения достаточно велико, что в определенной степени определяет коммутационную способность устройства. Однако, если системе требуется относительно высокая коммутационная способность, вы можете выбрать силовой полевой МОП-транзистор с относительно небольшим зарядом затвора QG.

Исходная ссылка:http://m.elecfans.com/article/701446.html

IGBT

IGBT (биполярный транзистор с изолированным затвором), биполярный транзистор с изолированным затвором представляет собой составное полностью управляемое силовое полупроводниковое устройство, управляемое напряжением, состоящее из BJT (биполярный транзистор) и MOS (полевой транзистор с изолированным затвором), который также имеет MOSFET Преимущества высокого входного сопротивления и низкого падения напряжения GTR.

Напряжение насыщения GTR снижено, токопроводящая плотность высока, но ток возбуждения велик; мощность привода MOSFET мала, скорость переключения высокая, но падение напряжения проводимости велико, а токопроводящая плотность мала. IGBT сочетает в себе преимущества двух вышеупомянутых устройств с низкой мощностью привода и пониженным напряжением насыщения. Он очень подходит для использования в системах преобразования с напряжением постоянного тока 600 В и выше, таких как двигатели переменного тока, инверторы, импульсные источники питания, цепи освещения, тяговые приводы и другие области. До того, как IGBT был активно разработан, силовые MOSFET использовались в приложениях среднего и низкого напряжения, требующих быстрого переключения, а тиристоры и GTO использовались в приложениях среднего и высокого напряжения. Хотя MOSFET имеет преимущества быстрой скорости переключения, высокого входного сопротивления, хорошей термостабильности и простой схемы управления; однако в случае напряжения 200 В или выше сопротивление MOSFET в открытом состоянии будет быстро увеличиваться с увеличением напряжения пробоя, что делает Его потребляемая мощность значительно увеличена, и есть недостатки, такие как невозможность получить высокое выдерживаемое напряжение и компоненты большой емкости.

Биполярные транзисторы обладают превосходными характеристиками низкого падения напряжения в прямом направлении.Хотя можно получить компоненты с высоким выдерживаемым напряжением и большой емкостью, они требуют больших управляющих токов, сложных схем управления и недостаточной скорости переключения. IGBT разработан для удовлетворения этого требования. Это устройство, состоящее из MOSFET (входной каскад) и PNP-транзистора (выходной каскад). Оно имеет характеристики низкой мощности возбуждения и высокой скорости переключения (управление И отклик), биполярное устройство имеет характеристики пониженного напряжения насыщения и большой емкости (уровень мощности более устойчивый), частотная характеристика находится между MOSFET и силовым транзистором, и оно может нормально работать в частотном диапазоне десятков кГц.

Основываясь на этих превосходных характеристиках, IGBT широко используются в приложениях с напряжением, превышающим 300 В. Модульные IGBT могут соответствовать более высоким требованиям к проводимости по току, и их области применения продолжают улучшаться, и в будущем они будут более активно развиваться. Структура и характеристики IGBT: Как показано на рисунке 1, это структура биполярного транзистора с изолированным затвором N-канального улучшающего типа. Область N + называется областью истока, а присоединенный к ней электрод называется истоком (т. Е. Эмиттером E). Основание N называется областью стока. Область управления устройства — это область затвора, а прикрепленный к ней электрод называется затвором (то есть затвором G). Канал формируется вблизи границы затворной области. Область P-типа между полюсами C и E (включая области P + и P-, в которых формируется канал) называется областью подканала. Область P + на другой стороне области стока называется инжектором стока. Это уникальная функциональная область IGBT. Вместе с областью стока и областью подканала она образует биполярный транзистор PNP и действует как эмиттер. В сток вводятся отверстия для модуляции проводимости для снижения напряжения в открытом состоянии устройства. Электрод, прикрепленный к области впрыска стока, называется стоком (т. Е. Коллектором C).

Рисунок 1 Функция переключения биполярного транзистора IGBT с изолированным затвором улучшенного типа с N-каналом заключается в формировании канала путем добавления положительного напряжения затвора для обеспечения тока базы на транзисторе PNP (ранее NPN) для включения IGBT. Напротив, добавьте обратное напряжение затвора, чтобы устранить канал, отключите базовый ток и отключите IGBT. Метод управления IGBT в основном такой же, как и у MOSFET, но контролируется только N-канальный MOSFET с входным полюсом, поэтому он имеет высокие характеристики входного импеданса. После того, как канал полевого МОП-транзистора сформирован, дырки (второстепенные носители), инжектированные из базы P + в слой N, будут модулировать проводимость слоя N, чтобы уменьшить сопротивление слоя N, так что IGBT имеет низкое напряжение даже при высоком напряжении. Напряжение в открытом состоянии. IGBT — это составное переключающее устройство, образованное путем объединения полевых МОП-транзисторов и технологий GTR. Оно создано путем добавления слоя p + на сток силового полевого МОП-транзистора. Оно также сочетает в себе преимущества полевого МОП-транзистора и биполярного силового транзистора в производительности.

Область N + называется областью истока, а прикрепленный к ней электрод называется истоком (то есть эмиттером E); область P + называется областью стока, область управления устройства — областью затвора, а прикрепленный к ней электрод называется затвором ( Это ворота G). Канал формируется вблизи границы затворной области. Область P-типа (включая области P + и P-) между полюсами C и E (канал формируется в этой области) называется областью подканала. Область P + на другой стороне области стока называется инжектором стока. Это уникальная функциональная область IGBT. Она образует биполярный транзистор PNP вместе с областью стока и областью подканала, выступая в качестве эмиттера. Сток вводит отверстия и проводит модуляцию проводимости, чтобы уменьшить падение напряжения в открытом состоянии устройства. Электрод, прикрепленный к области впрыска стока, называется стоком (т. Е. Коллектором C). Чтобы

Рисунок 2 Структура IGBT IGBT состоит из N-канального MOSFET и PNP-типа GTR и фактически представляет собой композитную трубку с GTR в качестве ведущего элемента и MOSFET в качестве ведущего элемента. В дополнение к встроенной структуре транзистора PNP, IGBT также имеет структуру транзистора NPN.Транзистор NPN отключается путем закорачивания его базы и эмиттера на металлический вывод истока MOSFET. Четырехслойная структура PNPN IGBT, содержащиеся в ней транзисторы PNP и NPN образуют тиристорную структуру, которая может вызывать эффект Optimus Prime IGBT. IGBT отличается от MOSFET, внутри нет паразитного обратного диода, поэтому при фактическом использовании (индуктивная нагрузка) он должен быть оснащен подходящим диодом быстрого восстановления. Идеальная эквивалентная схема и фактическая эквивалентная схема IGBT показаны на следующем рисунке:

Рисунок 3 Идеальная эквивалентная схема и фактическая эквивалентная схема IGBT Из эквивалентной схемы IGBT можно использовать как монолитный биполярный МОП-транзистор, образованный соединением Дарлингтона биполярного транзистора PNP и силового полевого МОП-транзистора. Следовательно, когда между затвором и эмиттером подается положительное напряжение для включения силового MOSFET, база-коллектор PNP-транзистора подключается к низкому сопротивлению, так что PNP-транзистор находится в проводящем состоянии. Добавление слоя p + во включенном состоянии вводит дырки из слоя p + в основание n, тем самым вызывая изменение проводимости. Следовательно, он может получить чрезвычайно низкое сопротивление в открытом состоянии по сравнению с силовым MOSFET. После этого, когда напряжение между затвором и эмиттером равно 0 В, сначала силовой полевой МОП-транзистор находится в выключенном состоянии, а базовый ток PNP-транзистора отключается, таким образом находясь в выключенном состоянии. Как упоминалось выше, IGBT, как и силовой полевой МОП-транзистор, может управлять включением и выключением посредством сигнала напряжения. Рабочие характеристики IGBT: 1. Статические характеристики Статические характеристики IGBT в основном включают вольт-амперные характеристики, характеристики передачи и характеристики переключения.

Вольт-амперная характеристика IGBT относится к кривой зависимости между током стока и напряжением затвора, когда напряжение затвор-исток Ugs используется в качестве параметра. Соотношение выходных токов стока регулируется напряжением затвор-исток Ugs. Чем выше Ugs, тем больше Id. Он аналогичен выходным характеристикам ОТО, а также может быть разделен на зону насыщения 1, зону усиления 2 и характеристики пробоя 3. В закрытом IGBT прямое напряжение переносится переходом J2, а обратное напряжение — переходом J1. Если нет буфера N +, прямое и обратное напряжение блокировки могут быть на одном уровне. После добавления буфера N + обратное напряжение выключения может достигать уровня только в несколько десятков В. Поэтому некоторые применения IGBT ограничены. Передаточная характеристика IGBT относится к кривой зависимости между выходным током стока Id и напряжением затвор-исток Ugs.

Он имеет те же характеристики передачи, что и MOSFET.Когда напряжение затвор-исток меньше, чем напряжение включения Ugs (th), IGBT находится в выключенном состоянии. В большей части диапазона тока стока после включения IGBT Id имеет линейную зависимость от Ugs. Максимальное напряжение затвор-исток ограничено максимальным током стока, и его оптимальное значение обычно составляет около 15 В. Характеристика переключения IGBT относится к соотношению между током стока и напряжением сток-исток. Когда IGBT находится во включенном состоянии, его значение B чрезвычайно низкое, потому что его транзистор PNP является транзистором с широкой базой. Хотя эквивалентная схема представляет собой структуру Дарлингтона, ток, протекающий через полевой МОП-транзистор, становится основной частью общего тока IGBT. В это время напряжение в открытом состоянии Uds (on) можно выразить следующей формулой: Uds (on) = Uj1 + Udr + IdRoh, где Uj1 — прямое напряжение перехода JI, его значение составляет 0,7 ～ 1 В; Udr — сопротивление растяжения Rdr. Падение напряжения сверху; сопротивление Roh-канала. Ids тока в открытом состоянии можно выразить следующей формулой: Ids = (1 + Bpnp) Imos, где Imos — это ток, протекающий через полевой МОП-транзистор.

Из-за эффекта модуляции проводимости в области N + падение напряжения в открытом состоянии IGBT невелико, а падение напряжения в открытом состоянии IGBT с выдерживаемым напряжением 1000 В составляет от 2 до 3 В. Когда IGBT находится в выключенном состоянии, существует только небольшой ток утечки. 1 Динамические характеристики IGBT работает как MOSFET большую часть времени в процессе включения и прохождения, но на более поздней стадии процесса падения напряжения сток-исток Uds транзистор PNP переходит из области усиления в состояние насыщения, и добавляется время задержки. td (on) — время задержки включения, а tri — текущее время нарастания. В практических приложениях время включения тока стока ton является суммой td (on) tri. Время спада напряжения сток-исток складывается из tfe1 и tfe2. Запуск и выключение IGBT требует, чтобы положительное напряжение и отрицательное напряжение добавлялись между его затвором и базой, и напряжение затвора могло генерироваться различными схемами управления. При выборе этих схем привода он должен основываться на следующих параметрах: требованиях к смещению выключения устройства, требованиях к заряду затвора, требованиям к долговечности и условиям питания.

Поскольку импеданс затвор-эмиттер IGBT велик, для запуска можно использовать технологию управления MOSFET. Однако, поскольку входная емкость IGBT больше, чем у MOSFET, напряжение смещения при выключении IGBT должно быть выше, чем то, которое обеспечивается многими схемами управления MOSFET. Скорость переключения IGBT ниже, чем у MOSFET, но значительно выше, чем у GTR. IGBT не требует отрицательного напряжения затвора для уменьшения времени выключения при выключении, но время выключения увеличивается с увеличением параллельного сопротивления затвора и эмиттера. Напряжение включения IGBT составляет около 3 ~ 4 В, что эквивалентно MOSFET. Падение напряжения насыщения при включении IGBT ниже, чем у MOSFET, и близко к GTR, а падение напряжения насыщения уменьшается с увеличением напряжения затвора.

Принцип работы IGBT: IGBT — это естественная эволюция вертикального силового MOSFET, используемого в сильноточных, высоковольтных приложениях и быстродействующем оконечном оборудовании. Поскольку для реализации более высокого напряжения пробоя BVDSS требуется канал исток-сток, а этот канал имеет очень высокое удельное сопротивление, силовой полевой МОП-транзистор имеет характеристику высокого значения RDS (включено). Главный недостаток. Хотя последнее поколение силовых полевых МОП-транзисторов значительно улучшило характеристики RDS (вкл.), На высоких уровнях потери проводимости по-прежнему намного выше, чем у технологии IGBT. Более низкое падение напряжения, возможность преобразования в низкий VCE (sat) и структура IGBT, по сравнению со стандартным биполярным устройством, могут поддерживать более высокую плотность тока и упростить принципиальную схему драйвера IGBT. БТИЗ N-канального типа работает, прикладывая (положительное) напряжение выше порогового напряжения VTH между затвором и эмиттером, чтобы сформировать инверсионный слой (канал) на p-слое непосредственно под электродом затвора, начиная с электрода эмиттера. Нижний n-слой инжектирует электроны.

Электроны являются неосновными носителями p + n-p-транзистора, а дырки текут из p + -слоя подложки коллектора, чтобы проводить модуляцию проводимости (биполярный режим), поэтому напряжение насыщения между коллектором и эмиттером может быть уменьшено. Эквивалентная схема в действии показана на рисунке 1 (b), а символ IGBT показан на рисунке 1 (c). На стороне эмиттерного электрода сформирован n + pn- паразитный транзистор. Если паразитный транзистор n + pn- работает, он становится тиристором p + n- pn +. Ток продолжает течь, пока выходная сторона не перестанет подавать ток. Управление через выходной сигнал больше невозможно. Это состояние обычно называется заблокированным. Чтобы подавить работу n + pn-паразитного транзистора, IGBT использует метод минимизации коэффициента усиления по току α p + n-p-транзистора в качестве решения проблемы блокировки. В частности, коэффициент усиления тока α для p + n-p рассчитан на 0,5 или менее. Ток блокировки IL IGBT более чем в 3 раза превышает номинальный ток (постоянный ток).

Принцип управления IGBT в основном такой же, как у силового MOSFET, а включение-выключение определяется напряжением затвор-эмиттер uGE. Структура включаемого кремниевого чипа IGBT очень похожа на структуру силового MOSFET. Основное отличие заключается в том, что IGBT добавляет подложку P + и буферный слой N + (технология NPT-non-punch-through-IGBT не добавляет эту часть), а один MOSFET управляет двумя двойными 。 Устройство. Нанесение подложки создает переход J1 между участками P + и N + корпуса трубки. Когда положительное смещение затвора вызывает инверсию базовой области P под затвором, формируется канал N, и одновременно происходит поток электронов, и ток генерируется точно так же, как силовой полевой МОП-транзистор. Если напряжение, создаваемое этим электронным потоком, находится в диапазоне 0,7 В, то J1 будет находиться в прямом смещении, некоторые дырки будут введены в N-зону, и сопротивление между анодом и катодом будет отрегулировано, что снижает проводимость мощности. Полная потеря, и инициирует второй поток заряда. Конечным результатом является то, что в иерархии полупроводников временно появляются две разные топологии тока: поток электронов (ток MOSFET); ток дырок (биполярный). Когда uGE больше, чем напряжение включения UGE (th), в MOSFET формируется канал для обеспечения тока базы транзистора, и IGBT включается.

Эффект модуляции проводимости падения напряжения проводимости снижает сопротивление RN и делает падение напряжения в открытом состоянии небольшим. Выключить Когда к затвору приложено отрицательное смещение или напряжение затвора ниже порога, канал запрещен, и в N-область не вводятся дырки. В любом случае, если ток полевого МОП-транзистора быстро падает во время фазы переключения, ток коллектора постепенно уменьшается, потому что после начала коммутации в N-слое все еще остается несколько носителей (неосновные носители). Уменьшение этого значения остаточного тока (тока следа) полностью зависит от плотности заряда при выключении, а плотность зависит от нескольких факторов, таких как количество и топология легирующих примесей, толщина слоя и температура. Затухание неосновной несущей приводит к тому, что ток коллектора имеет характерную форму волны следа. Ток коллектора вызывает следующие проблемы: повышенное энергопотребление; проблемы с поперечной проводимостью, особенно в устройствах, в которых используются диоды с обратным ходом, проблемы более очевидны. Принимая во внимание тот факт, что след связан с рекомбинацией неосновных носителей, текущее значение следа должно быть тесно связано с температурой чипа, а подвижность дырок тесно связана с IC и VCE. Следовательно, в зависимости от достигнутой температуры можно уменьшить нежелательное влияние тока на конструкцию оконечного оборудования.Характеристики пробуждения связаны с VCE, IC и TC.

Когда между затвором и эмиттером подается противодавление или нет сигнала, канал в полевом МОП-транзисторе исчезает, ток базы транзистора отключается, и IGBT выключается. Обратная блокировка Когда на коллектор подается обратное напряжение, J1 будет управляться обратным смещением, и обедненный слой расширится до N-области. Если слишком сильно уменьшить толщину этого слоя, не будет получена эффективная блокирующая способность, поэтому этот механизм очень важен. С другой стороны, если вы слишком увеличите размер этой области, это будет постоянно увеличивать падение давления. Прямая блокировка Когда затвор и эмиттер закорочены и на клемму коллектора подается положительное напряжение, переход P / NJ3 управляется обратным напряжением. В это время обедненный слой в области дрейфа N все еще выдерживает приложенное извне напряжение. Защелкивающийся БТИЗ имеет паразитный тиристор PNPN между коллектором и эмиттером. В особых условиях это паразитное устройство включится. Это явление увеличит ток между коллектором и эмиттером, уменьшит возможность управления эквивалентным полевым МОП-транзистором и, как правило, приведет к поломке устройства.

Явление включения тиристора называется фиксацией IGBT. В частности, причины таких дефектов отличаются друг от друга и тесно связаны с состоянием устройства. В нормальных условиях основные различия между статической и динамической фиксацией заключаются в следующем: где Imos — ток, протекающий через полевой МОП-транзистор. Динамическое блокирование происходит только при выключении. Это особое явление сильно ограничивает зону безопасной эксплуатации. Чтобы предотвратить вредные явления паразитных транзисторов NPN и PNP, необходимо принять следующие меры: одна — предотвратить включение части NPN и изменить компоновку и уровень легирования соответственно; другая — уменьшить общий коэффициент усиления по току транзисторов NPN и PNP.

Кроме того, ток защелки оказывает определенное влияние на коэффициент усиления по току устройств PNP и NPN. Следовательно, он имеет очень тесную взаимосвязь с температурой перехода; когда температура перехода и коэффициент усиления увеличиваются, удельное сопротивление области P-базы увеличится и повредит Общие характеристики. Поэтому производители устройств должны уделять внимание поддержанию определенного соотношения между максимальным значением тока коллектора и током фиксации, обычно 1: 5.