Как рассчитать дроссель для импульсного блока питания
| Текущее время: Ср янв 24, 2024 14:32:03 |
Часовой пояс: UTC + 3 часа
Запрошенной темы не существует.
Часовой пояс: UTC + 3 часа
Powered by phpBB © 2000, 2002, 2005, 2007 phpBB Group
Русская поддержка phpBB
Extended by Karma MOD © 2007—2012 m157y
Extended by Topic Tags MOD © 2012 m157y
Работоспособность сайта проверена в браузерах:
IE8.0, Opera 9.0, Netscape Navigator 7.0, Mozilla Firefox 5.0
Адаптирован для работы при разрешениях экрана от 1280х1024 и выше.
При меньших разрешениях возможно появление горизонтальной прокрутки.
По всем вопросам обращайтесь к Коту: kot@radiokot.ru
©2005-2024
Как рассчитать дроссель для импульсного блока питания
Ну прям то что надо! Рассмотрим теперь сам ИИП.
Технические характеристики
Входное напряжение, В. 176…265;
Номинальная суммарная мощность нагрузки, Вт. 217,5;
Уровень сигнала управления, при котором БП включен. Лог. 1 КМОП;
Уровень сигнала, при котором БП выключен.
КПД при максимальной нагрузке, %. 80;
Габариты (ДхШхВ), мм. 212х97х45
Выходное напряжение, В
Минимальный ток нагрузки, А
Максимальный ток нагрузки, А
Принципиальная схема
Принципиальная схема ИИП показана на рисунке.
По архитектуре данный БП напоминает ИИП компьютеров формата ATX. Напряжение сети через предохранители FU1 и FU2 подается на сетевой фильтр и трансформатор дежурного питания. Использование двух предохранителей необходимо по соображениям безопасности – с одним общим предохранителем в случае КЗ в обмотке Т1 ток в ее цепи будет недостаточен для пережигания этого предохранителя, а мощность, выделяющаяся на вышедшем из строя трансформаторе достаточна для его возгорания.
Сетевой фильтр содержит двухобмоточный дроссель L1, X-конденсаторы С1, С2 и Y-конденсаторы С3, С4 и особенностей не имеет. Варистор RV1 защищает ИИП от высоковольтных выбросов в сети и при превышении напряжением сети максимально допустимого значения.
NTC-терморезистор RK1 ограничивает ток зарядки конденсатора С5 при включении ИИП в сеть.
Напряжение, выпрямленное мостом VD1 и сглаженное конденсатором С5, поступает на полумостовой инвертор, образованный МОП-транзисторами VT1, VT2 и конденсаторами емкостного делителя С6, С7. Раздельное построение входного фильтра и емкостного делителя позволяет облегчить режим работы оксидного конденсатора фильтра, имеющего сравнительно большое значение ЭПС. Резисторы R5, R6 выравнивают напряжение на конденсаторах делителя.
В диагональ полумоста включен силовой импульсный трансформатор Т4.
Выходные цепи ИИП содержат выпрямители на диодах VD5 – VD8, VD9 – VD12, дроссель групповой стабилизации (ДГС) L3 и П-образные фильтры С11 – C16, L4, L5 и C17 – С22, L6, L7. Керамические конденсаторы С13, С14, С17, С18 облегчают режим работы соответствующих электролитов. Резисторы R11 – R14 создают начальную нагрузку, необходимую для нормальной работы ИИП на холостом ходу.
Цепочки C8, R7; C9, R9; C10, R10 – демпфирующие. Они ограничивают выбросы ЭДС самоиндукции индуктивности рассеяния и снижают создаваемые ИИП помехи.
Схема управления на основной плате не помещалась, поэтому собрана в виде модуля А1 на дополнительной плате.
Как вы наверно уже догадались, ее основой является микросхема DA2 UC3825AN. Питается она от интегрального стабилизатора на КРЕНке DA1. Конденсаторы С1 и С7 – фильтр питания. Они, как гласит ДШ, должны быть расположены максимально близко к соответствующим выводам DA2. Конденсатор С5 и резистор R8 – частотозадающие. При указанных на схеме номиналах частота преобразования БП примерно равна 56 кГц (частота работы ИМС при этом в 2 раза выше – у нас ведь двухтактный ИИП). Конденсатор С4 задает длительность плавного старта, в данном случае – 78 мс. Конденсатор С2 фильтрует помехи на выходе источника опорного напряжения. Элементы С6, R9, R10 – цепь компенсации усилителя ошибки, а R4, R6 – делитель выходного напряжения БП, с которого снимается сигнал обратной связи.
Защита от перегрузки по току реализована на трансформаторе тока Т3. Сигнал с его вторичной обмотки выпрямляется выпрямителем на диодах VD3, VD4 (основной платы). Резистор R8 (на основной плате) является нагрузкой трансформатора тока. Сигнал с R8 через фильтрующую цепочку R7, C3 (в модуле А1) подается на вход ограничения тока DA2. В этом БП реализовано потактовое ограничение тока, т. е. микросхема не дает току через ключи нарасти до опасных значений. При достижении напряжения 1 В на выводе 9 микросхема ограничивает ширину импульсов. Если же в нагрузке произошло КЗ и ток ключей увеличился быстрее, чем DA2 успела среагировать на это, напряжение на выводе 9 превысит 1,4 В. Микросхема разряжает С4 и вырубается. Ток в цепи первичной обмотки пропадает и микросхема перезапускается. Таким образом, при КЗ в нагрузке ИИП переходит в «икающий» режим.
Управление затворами полевых транзисторов реализовано с помощью трансформатора Т2. В настоящее время получило распространение использование всяких бутстрепных высоковольтных драйверов типа IR2110 и т. п. Однако недостатком таких микросхем является то, что при выходе из строя какого-либо элемента выгорает ВСЯ высоковольтная часть БП и гальванически связанные с ней узлы (с чем мне и пришлось столкнуться в процессе экспериментов с данными микросхемами). Кроме того, данные ИМС не обеспечивают гальванической развязки схемы управления от высоковольтной части, что при выбранной архитектуре недопустимо. Про особенности управления затворами можно прочитать в [3], а в [4] можно скачать программу для расчета трансформатора управления.
Диоды Шотки VD1 – VD4 в модуле А1 защищают выходы драйвера микросхемы управления. Этому также способствует резистор R11.
На элементах VT1, VT2, R1 – R5 собрана схема выключения ИИП. Смысл всего этого – коротить С4, переводя тем самым микросхему управления в ждущий режим. Такие навороты нужны для гарантированного выключения ИИП даже если вход выключения вдруг повис в воздухе (сгорел проц в блоке управления, оборвался провод) или же вышел из строя источник дежурного питания. Иными словами, работа DA2 будет заблокирована до тех пор, пока на нее подано питание и при этом на вход управления ИИП не подан уровень лог. 1.
В ИИП имеется дежурный источник питания, который может использоваться для питания блока управления усилителем с функцией дистанционного включения.
Основа дежурного источника питания – трансформатор Т1. Применение «обычного», 50-герцового трансформатора повышает надежность устройства по сравнению с получившими широкое распространение в компьютерных БП импульсными обратноходовыми преобразователями, которые очень часто дохнут, создавая различные пиротехнические эффекты. Все-таки дежурка предполагает круглосуточную работу. Выпрямленное мостом VD2 и сглаженное конденсатором С23 напряжение (около 15 В) поступает модуль А1 и на Step-Down (понижающий) импульсный преобразователь на всем известной МС34063 (русский аналог К1156ЕУ5АР). Про эту микруху можно почитать в ДШ [5]. Кто-то скажет, а зачем такие сложности? Чем не угодила КРЕНка? Дело в том, что для нормальной работы UC3825 нужно минимум 12 В во всем допустимом диапазоне напряжений сети. При максимальном же напряжении в сети (мы ведь должны учесть всё) на выходе моста VD2 может быть аж 18-20 В. При этом если ваш микропроцессорный блок потребляет больше 50 мА, КРЕНка превратится в большую печку.
Супрессор VD14 защищает нагрузку дежурки (ваш мегасложный и супернавороченный микроконтроллерный блок управления) в случае выхода из строя источника дежурного питания (например, при пробое ключа МС34063 на ее выходе могут оказаться все 15 В).
Конструкция и детали
Поскольку я не люблю «соплей», а данное устройство любит правильную разводку, ИИП собран на односторонней печатной плате, рисунок которой приведен ниже:
На основной плате установлены две перемычки из провода МГТФ — J1 со стороны деталей и J2 — со стороны дорожек.
Как уже отмечалось выше, схема управления не поместилась на основной плате и поэтому собрана на вспомогательной плате: 
Применение SMD-элементов здесь вызвано не столько желанием сделать ультрамаленький модуль и усложнить задачу покупки элементов радиолюбителям из отдаленных от г. Москва регионов, сколько требованиями по разводке высокочастотных цепей вокруг UC3825. Благодаря использованию SMD-элементов удалось сделать все печатные проводники минимальной длины. Кто хочет, может попробовать красиво нарисовать платку под обычные детальки – у меня не получилось =))
Замечу также, что сильно отклоняться от приведенной разводки платы я настоятельно не рекомендую, т. к. БП может либо начать «гадить» в эфир, либо вообще не будет работать.
Теперь о деталях. Многие из них можно вытащить из неисправных или устаревших компьютерных БП. Основная плата рассчитана на установку резисторов С2-23 (МЛТ, ОМЛТ и т. п.), резисторы R10, R13 и R14 импортные (они тоньше МЛТ). Керамические конденсаторы – К10-17Б или аналогичные импортные, С25 должен быть обязательно из диэлектрика NPO или аналогичного, С6, С7 – пленочные К73-17.
Помехоподавляющие конденсаторы С1, С2 должны быть категории Х2, а С3 и С4 – Y2. К последним это требование обязательно, т. к. от них зависит электробезопасность ИИП. Конденсаторы С8 – С10 – керамические дисковые высоковольтные импортные. Можно поставить К15-5, но они больше, придется подправить плату.
Все оксидные конденсаторы должны быть с низким эквивалентным последовательным сопротивлением (Low ESR). Подойдут конденсаторы Jamicon серии WL. В качестве С5 подойдет Jamicon HS.
Дроссель L1 – от компового БП, выдранный из аналогичного места. На моем было написано “YX EE-25-02”. Дроссели L2, L4, L5 – стандартные на гантельках диаметром 9 мм, например, серии RLB0914. Дроссель L2 должен быть рассчитан на ток не менее 0,8А, L4, L5 – не менее 0,5 А. Дроссели L6 и L7 намотаны на кольцах T72 (К18,3х7,11х6,60) из распыленного железа марки -26 (желто-белого цвета). Я использовал уже готовые, поэтому сколько там витков не знаю, но при желании число витков можно рассчитать в программе «DrosselRing» [6]. Измеренная индуктивность моих дросселей 287 мкГн.
Транзисторы VT1, VT2 – n-канальные MOSFET с напряжением сток-исток не менее 500 В и током стока не менее 8 А. Следует выбирать транзисторы с минимальным сопротивлением открытого канала (Rds_on) и минимальным зарядом затвора.
Мост VD1 – любой на 800-1000 В, 6А, VD2 – любой >50В, 1А. В качестве VD3, VD4 подойдут КД522. Диоды VD5 – VD8 – Шоттки на напряжение не менее 80 В и ток не менее 1 А, VD9 – VD12 – быстродействующие (ultrafast) на напряжение не менее 200 В, ток 10…15 А и временем обратного восстановления не более 35 нс (в крайнем случае 75…50 нс). Будет совсем шикарно, если найдете Шоттки на такое напряжение. Диод VD13 – любой Шоттки 40 В, 1А.
В модуле А1 применены SMD-резисторы и конденсаторы типоразмера 0805. На позиции J1 устанавливается перемычка 0805. С5 должен быть обязательно из диэлектрика NPO или аналогичного, С6 – не хуже X7R. С1 – танталовый типа С или D – площадки на плате рассчитаны на любой из них. Транзисторы VT1, VT2 – любые n-p-n в корпусе SOT23. Диоды VD1 – VD4 – любые Шоттки на ток 3А в корпусе SMC. DA1 можно заменить на 7812.
XP3 – разъем с ATX-материнки.
Трансформатор Т1 типа ТП121-8, ТП131-8 . Подойдет любой с выходным напряжением под нагрузкой 15 В и мощностью 4,5 ВА. Намоточные данные других индуктивных элементов приведены ниже.
Трансформатор управления Т2
Обмотка
№ контакта (Н-К)
Число витков
Дроссель фильтра и его расчёт
Всем доброго времени суток! Большинству электронных схем для правильной работы необходим постоянный ток. Однако выпрямительные устройства различных конструкций выдают напряжения, имеющие пульсирующую составляющую. Для уменьшения пульсаций между выпрямителем и нагрузкой ставят сглаживающий фильтр. В современных схемах роль такого фильтра выполняет электролитический конденсатор большой ёмкости, параллельный нагрузке. Во многих случаях его вполне достаточно, особенно при питании цифровых схем. Но при питании от емкостных фильтров аналоговых устройств или устройств с большим потребляемым током, импульсные помехи оказывают существенное влияние на работу устройства, а в особых случаях и выводит их из строя. Поэтому в дополнение к конденсатору ставят дроссель, последовательно с нагрузкой, что значительно улучшает режим работы устройства. Данная статья посвящена расчёту дросселей сглаживающих фильтров.
Для сборки радиоэлектронного устройства можно преобрески DIY KIT набор по ссылке.
Принцип работы дросселя фильтра
Сглаживающим дросселем или дросселем фильтра называется компонент электронной схемы, предназначенный для уменьшения переменной составляющей напряжения или тока на входе или выходе схемы. Он, как правило, состоит из замкнутого магнитопровода (сердечника) и одной обмотки. Обмотка дросселя включается последовательно с нагрузкой
Схема включения дросселя фильтра.
Данный тип дросселя чаще всего входит в состав сложных многозвенных фильтров. Его действие основано на том, что активное сопротивление обмотки rдр намного меньше сопротивления нагрузки RН, а индуктивное сопротивление Хдр на частоте пульсаций f – намного больше, чем сопротивление нагрузки
Таким образом, представляя напряжение на входе дросселя Uвх как сумму постоянной U0 и переменной составляющей U~, можно сделать вывод, что практически вся постоянная составляющая будет приложена к нагрузке, а переменная составляющая – к дросселю.
Качество любого фильтра оценивают с помощью коэффициента сглаживания, который для сглаживающего дросселя определяется по выражению
Из данного выражения, по необходимой величине коэффициента сглаживания q можно определить требуемое значение индуктивности дросселя L.
Физические процессы в сердечнике дросселя
Как уже говорилось, сглаживающий дроссель представляет собой катушку с ферромагнитным сердечником, который значительно увеличивает магнитное поля, поэтому все характеристики дросселя определяются свойствами сердечника. В тоже время свойства сердечника зависят от тока IL, протекающего через дроссель. Данный ток можно представить в виде суммы постоянной составляющую I0 и переменной составляющей I~.
Ток, протекающий через дроссель фильтра.
В связи с этим можно выделить два параметра пульсирующего тока: амплитудное значение тока Imax и действующее значение тока I, которые определяются следующими выражениями
где I0 и I~ – соответственно амплитуда постоянной и переменной составляющей импульсного тока, протекающего через сглаживающий дроссель,
kф – коэффициент формы тока переменной составляющей.
Рассмотрим влияние пульсирующего тока на параметры сердечника. На рисунке ниже приведены кривые намагничивания сердечника для двух режимов: при отсутствии подмагничивания (I0 = 0) и с подмагничиванием постоянным током (I0 > 0).
Работа дросселя при подмагничивании.
На рисунке изображены кривые изменения индукции магнитного поля в сердечнике при его намагничивании синусоидальным током при двух режимах работы: без подмагничивания (кривая 1) и с подмагничиванием постоянным током I0 (кривая 2). Как известно, при периодическом намагничивании сердечника магнитная индукция В изменяется не по основной кривой намагничивания, а по замкнутым кривым, называемым петлями перемагничивания (выделены красным цветом). В первом случае, когда отсутствует подмагничивание, петля симметрична относительно основной кривой намагничивания (петля 1). В случае наличия тока подмагничивания I0, перемагничивание сердечника идёт по так называемым частным петлям перемагничивания (петля 2). Частные петли перемагничивания характеризуются увеличенной площадью, что означает увеличение потерь в сердечнике (площадь ограниченная петлёй равна мощности потерь в сердечнике).
Кроме увеличения потерь при насыщении сердечника, происходит уменьшение магнитной проницаемости материала сердечника. Так как индуктивность дросселя L имеет прямую зависимость от магнитной проницаемости, то следовательно происходит снижение индуктивности.
Эквивалентная проницаемость вещества μе определяется из отношения между создаваемой магнитным полем индукцией В и напряженностью Н данного магнитного поля
где ω – количество витков провода в обмотке,
I – ток через дроссель.
Индуктивность дросселя может быть определена по следующему выражению
где ω – количество витков провода в обмотке,
μ0 – магнитная постоянная, μ0 = 4π*10 -7 Гн/м,
μе – эквивалентная (относительная) магнитная проницаемость сердечника,
Sе – эквивалентная площадь поперечного сечения сердечника,
lе – эквивалентная длина магнитной линии сердечника.
lM – длина магнитной линии в сердечнике.
Дроссель фильтра с зазором в сердечнике
Для уменьшения падения магнитной проницаемости и индуктивности дросселя при увеличении подмагничивающего тока в сердечник дросселя вводят немагнитный зазор. Ниже представлены кривые намагничивания сердечника с зазором и без зазора.
Кривые намагничивания материала сердечника: без зазора (1) и с зазором (2).
Как видно из рисунка петля гистерезиса сердечника без зазора – это линия 1, а петля гистерезиса сердечника, имеющего немагнитный зазор – это линия 2. То есть кривая 2 растягивается и поворачивается относительно нулевой координаты. Таким образом сердечник дросселя при наличии зазора, характеристика намагничивания которого линейна, насыщается при относительно больших токах в обмотке, чем сердечник без зазора.
Отсюда можно сделать вывод, что при увеличении тока подмагничивания необходимо выбирать большую величину немагнитного зазора для увеличения индуктивности дросселя.
Возникает вопрос выбора длины немагнитного зазора в сердечнике. В одной из статей я рассказывал, как рассчитать эквивалентную магнитную проницаемость при наличии зазора. Здесь стоит обратная задача – рассчитать длину зазора по некоторой заданной проницаемости, выражение будет иметь вид
где δ – длина немагнитного зазора, мм,
le – эффективная длина магнитной силовой линии, мм,
μe – эффективная магнитная проницаемость сердечника с зазором,
μr – относительная магнитная проницаемость материала сердечника. Так как величина магнитной проницаемости материала сердечника, значительно больше, чем требуемая проницаемость μe r, то последнее слагаемое в выражении можно не учитывать.
Особенности расчёта дросселя фильтра
Расчёт дросселя фильтра в общем случае сводится к выбору конструкции, типоразмера и материала магнитопровода и параметров обмоток, для которых обеспечивается заданные параметры: индуктивности дросселя L, тока подмагничивания I0 и пульсаций переменной составляющей I~ заданной частоты f. При этом перегрев дросселя ∆T не должен превышать заданное значение.
Индуктивность дросселя L и протекающий ток Imax определяет максимальное значение энергии магнитного поля дросселя. При этом энергия дросселя определяется следующим выражением
где ω – количество витков провода в обмотке,
μ0 – магнитная постоянная, μ0 = 4π*10 -7 ,
μе – эффективная магнитная проницаемость сердечника,
Se – эффективная площадь поперечного сечения сердечника,
le – эффективная длина магнитной линии сердечника,
Bm – максимальное значение индукции магнитного поля в сердечнике.
Здесь необходимо дать некоторые пояснения:
— во-первых, все размерности необходимо приводить к общему виду, например, Se и le в справочниках приводятся в миллиметрах и квадратных миллиметрах, соответственно, их необходимо переводить в метры и квадратные метры;
— во-вторых, максимальное значение индукции Bm магнитного поля зависит от типа применяемого материала сердечника. В свою очередь тип применяемого материала зависит от частоты, например, при частотах 50 Гц – 10 кГц, применяют электротехнические стали, на частотах 5 – 30 кГц – электротехнические сплавы (например, аморфные), от 10 кГц и выше – ферриты и магнитодиэлектрики. Однако данное разделение в некоторой степени условно, так как применение конкретного материала ограниченно потерями в нем на гистерезис (перемагничивание) и вихревые токи;
— в-третьих, максимальное значение индукции в сердечнике Bm следует выбирать исходя из следующего ограничения
где BS – индукция насыщения материала магнитопровода.
Данное ограничение связано с возможными бросками тока в цепи и другими негативными факторами, например изменение температуры и влажности сердечника.
Для определения параметров обмотки введём понятие коэффициента использования окна сердечника kИ, который определяет количество меди, появляющееся в площади окна дросселя. На данный коэффициент влияют следующие факторы:
— толщина изоляции обмоточного провода, так в зависимости от диаметра провода площадь изоляции занимает от 5 до 30 % от площади сечения провода;
— способ укладки провода в окне (рядовая обмотка или внавал);
— толщина межслоевой изоляции в многослойных и многообмоточных конструкциях;
— качеством намотки обмотки.
С учётом данных факторов коэффициент использования окна сердечника kИ превышает 30 % или 0,3, что необходимо учитывать при выборе сердечника. Поэтому ещё одним ограничением для размеров сердечника является площадь окна SO и зависимость от данного параметра плотности тока j, площади сечения провода SP и количества витков провода ω, которые объединены следующим выражением
где kи – коэффициент использования окна сердечника,
SO – площадь окна сердечника,
ω – количество витков провода в обмотке.
С помощью данного выражения можно определить требуемую эквивалентную магнитную проницаемость сердечника
Подставив полученное выражение в формулу для максимальной энергии получим
Отсюда можно выразить произведение SeSO, которое определяет геометрию сердечника дросселя
После выбора сердечника необходимо определить эквивалентную магнитную проницаемость сердечника согласно выражению
Далее определяют длину немагнитного зазора и параметры обмотки: количество витков ω, диаметр провода dp, средняя длина витка lср.вит. и сопротивление обмотки R.
По окончанию расчёта необходимо провести проверку не величину перегрева дросселя ∆T и в случае необходимости скорректировать размер сердечника: при слишком большом перегреве необходимо выбрать больший размер сердечника.
Потери мощности в дросселе фильтра
Несколько слов необходимо сказать об особенностях учёта потерь мощности в дросселе фильтра, так как они определяют температуру нагрева и перегрева дросселя. Для упрощения расчётов можно выделить два случая:
— в первом случае, переменная составляющая тока I~ меньше постоянного тока подмагничивания I0 дросселя (I~0). В этом случае потери мощности определяются только потерями в обмотке дросселя
где R∆T – сопротивление обмотки при температуре перегрева,
I – действующее значение тока дросселя,
ω – число витков обмотки дросселя,
lср – средняя длина витка в обмотке,
SP – площадь сечения провода «по меди»,
qCu – удельное сопротивление потерь для меди, qCu = 0,0171 Ом*мм 2 /м,
αCu – температурный коэффициент сопротивления меди, αCu = 0,0038 °С -1 .
— во втором случае, когда переменная составляющая тока дросселя I~ значительна, нельзя не учитывать потери мощности в сердечнике. Данные потери связанны с перемагничиванием сердечника и токами Фуко, поэтому учитывается только амплитуда переменной составляющей магнитной индукции B~
Далее по полученному значению амплитуды магнитной индукции необходимо определить удельные объемные потери на перемагничивание PV и в зависимости от объёма сердечника Ve определить потери мощности в сердечнике.
Расчёт дросселя фильтра
В качестве примера рассчитаем дроссель, имеющий индуктивность L = 70 мкГн, ток подмагничивания I0 = 12 А, амплитуда переменной составляющей I~ = 1 А, частота пульсаций f = 100 кГц, температура перегрева ∆Т = 50°С, форма тока имеет вид представленный ниже, поэтому коэффициент формы тока kф ≈ 1,732
Ток в обмотке дросселя.
1. Вначале определяем размер сердечника, который может накапливать необходимую энергию Wm. В качестве материла магнитопровода используем материал N87, поэтому максимальную индукцию примем равной Bm = 0,3 Тл, коэффициент использования окна сердечника kИ = 0,3 и плотность тока j = 5 А/мм 2
По итогам расчётов, выберем сердечник EE40/16/12 фирмы Epcos, имеющего следующие параметры le = 154 мм, Se = 149 мм 2 , SO = 169 мм 2 , Ve = 22946 мм 3 материал сердечника N87 (μe = 1710).
2. Теперь необходимо рассчитать параметры обмотки: сечение провода «по меди» SP и количество витков обмотки ω. Сечение провода выбирается исходя из допустимой плотности тока j
Сечение провода получилось равным SП = 2,4 мм 2 , так как частота переменной составляющей f = 100 кГц, то для снижения потерь мощности на скин-эффект применим литцендрат типа ЛЭШО 615х0,071, имеющий общее сечение SП = 2,43 мм 2 . Литцендрат можно изготовить самостоятельно, для этого провод составляют из нескольких жил провода типа ПЭВ-2 или ПЭТВ-2. При этом максимальный диаметр жилы dП зависит от глубины скин-слоя δ
В качестве жил выберем провод ПЭВ-2 0,3, при этом площадь сечения одной жилы Sж и количество жил N составит
3. Рассчитаем требуемую эквивалентную магнитную проницаемость μe и толщину немагнитного зазора в сердечнике δ
Следовательно, эквивалентная проницаемость сердечника составит μe = 131, а длина немагнитного зазора δ=1,18 мм. Прокладка между кернами сердечника должна быть вдвое меньше длины зазора, так как она прокладывается, как между центральными, так и между боковыми кернами.
Теперь необходимо проверить правильность расчётов по параметру допустимого перегрева. Для этого необходимо рассчитать мощность потерь в обмотке и в сердечнике, а также площади поверхностей обмотки и сердечника.
4. Рассчитаем мощность потерь в обмотке ∆P1. Для этого необходимо определить среднюю длину витка lв.ср, длину провода обмотки lпр.об и сопротивление провода при перегреве ∆T = 50 °С. В данных расчётах необходимо учитывать удельное сопротивление меди qCu = 0,0171 (Ом•мм 2 )/м и температурный коэффициент сопротивления меди αCu = 0,0038 °C -1
5. Рассчитаем мощность потерь в сердечнике ∆P2. Для этого необходимо определить удельные объёмные потери в сердечнике на данной частоте, температуре и индукции
Для нахождения удельных объёмных потерь PV обратимся к справочным данным на феррит марки N87, для которого при B~ = 11 мТл, f = 100 кГц и T = 100 °C, объемные потери составляют PV ≈ 0,4 кВт/м 3 = 4•10 -7 Вт/мм 3 , тогда потери мощности в сердечнике, объемом Ve = 22946 мм 3 составят
6. Осталось рассчитать площадь охлаждения дросселя SД и определить расчётный перегрев дросселя ∆TP. Для этого воспользуемся значением коэффициента теплопередачи α = 1,2*10 -3 Вт/(°С см 2 ) и переведём значение площадей охлаждения в квадратные сантиметры
Таким образом, перегрев дросселя составляет ∆T = 18 °C, что соответствует требованиям начальных условий. Так как величина перегрева почти в 3 раза меньше требуемой, то размер сердечника можно уменьшить, а его параметры пересчитать задавшись большей плотностью тока, например, 6-7 А/мм 2 . И заново рассчитать параметры дросселя и проверить по величине перегрева.
Теория это хорошо, но необходимо отрабатывать это всё практически ПОПРОБОВАТЬ МОЖНО ЗДЕСЬ
Дроссель переменного тока и его расчёт
Всем доброго времени суток! В прошлой статье я рассказал о дросселях сглаживающих фильтров и изложил принцип их расчёта. Однако такие типы дросселей в бытовой технике применяются не очень часто, так как в маломощных устройствах зачастую эффективнее использовать ёмкостные фильтры. Наиболее часто в электронных устройствах применяют другой вид дросселей – дроссели переменного тока. Об их особенностях, принципах работы и расчёте параметров таких дросселей пойдёт речь в этой статье.
Для сборки радиоэлектронного устройства можно преобрески DIY KIT набор по ссылке.
Особенности работы дросселя переменного тока
Дроссель переменного тока, так же как и любой другой дроссель представляет собой катушку индуктивности с ферромагнитным сердечником. Данный тип дросселя включается последовательно с нагрузкой, аналогично сглаживающему дросселю, но в отличие от него, протекающий ток через дроссель переменного тока не имеет постоянного тока подмагничивания. В связи с этим дроссель переменного тока широко применяется в балластных и токоограничительных цепях, мощных антенных и фильтрующих устройствах, а так же в различных импульсных преобразователях напряжения.
В независимости от применения дросселя в схеме его работа основана на зависимости его реактивного сопротивления XL от частоты f протекающего через него тока IH и падении напряжения на дросселе UL
Дроссель переменного тока.
Таким образом, величина напряжения на дросселе UL определяется индуктивностью дросселя L и параметрами тока, протекающего через дроссель: частота тока f и значение тока в цепи IH.
Влияние немагнитного зазора на дроссель
В предыдущих статьях я рассказывал о негативном влиянии насыщения сердечника на снижение магнитной проницаемости μe и индуктивности дросселя L, которые приводят к искажению формы тока протекающего через дроссель.
Форма тока, протекающего через дроссель: для ненасыщенного сердечника (1) и для насыщенного сердечника (2).
На данном рисунке изображено искажение формы тока синусоидального напряжения при работе дросселя на насыщенном и ненасыщенном участке кривой намагничивания. Степень искажения формы напряжения зависит также от отношения реактивного сопротивления дросселя к активному сопротивлению нагрузки XL/RH. То есть при насыщении сердечника, чем меньше данное соотношение, тем меньше степень искажения формы напряжения. Таким образом, введение немагнитного зазора кроме стабилизации величины индуктивности, в широких пределах изменения тока, позволяет пропустить через дроссель переменный ток без значительных изменений.
Кроме вышеописанных факторов, введение немагнитного зазора приводит к некоторым особенностям, которые необходимо учитывать при разработке и изготовлении дросселей с зазором. Основной особенностью является уширение магнитного потока в зазоре.
Уширение магнитного потока в немагнитном зазоре дросселя: стержень дросселя (слева) и его поперечное сечение (справа). Пунктиром обозначены размеры увеличенного сечения вследствие выпучивания магнитного потока.
Данное явление связанно с тем, что в дросселе с зазором магнитный поток выходит за пределы пространства, находящегося между двух концов разрезанного сердечника, поэтому площадь поперечного сечения в немагнитном зазоре как бы увеличивается.
Размеры уширения сечения зависит от длины обмотки дросселя lоб, площади сечения сердечника Se и длины немагнитного зазора lз. Уширение магнитного потока уменьшает магнитное сопротивление цепи и, следовательно, увеличивает индуктивность дросселя. Для учёта уширения магнитного потока и увеличения индуктивности вводится коэффициент выпучивания F, учитывающий уширение магнитного потока в немагнитном зазоре. Поэтому значение индуктивности дросселя будет определятся следующим выражением
где ω – количество витков провода в обмотке,
μ0 – магнитная постоянная, μ0 = 4π*10 -7 Гн/м,
μе – эквивалентная (относительная) магнитная проницаемость сердечника,
Sе – эквивалентная площадь поперечного сечения сердечника,
lе – эквивалентная длина магнитной линии сердечника.
lM – длина магнитной линии в сердечнике.
F – коэффициент, учитывающий уширение магнитного потока в зазоре.
Принципы расчёта дросселей переменного тока
Расчёт дросселя переменного тока ведётся аналогично расчёту сглаживающего дросселя, но с учётом начальных условий. Так для дросселя переменного тока определяющими параметрами являются: требуемая индуктивность L, приложенное напряжение UL, частота переменного тока f, перегрев дросселя. Кроме этого необходимо определиться с материалом сердечника дросселя, который определят индукцию насыщения BS и максимальную индукцию в сердечнике Bm, которая для предотвращения насыщения сердечника выбирается из условия
В основе расчётов дросселя переменного тока лежит выражения для определения величина действующего напряжения падающего на дросселе UL
где f – частота переменного тока,
L – индуктивность дросселя,
I – действующее значение тока дросселя.
Тогда с учетом выражения для индуктивности дросселя с замкнутым сердечником и выражения для максимальной индукции в сердечнике напряжение на дросселе будет зависеть от следующих параметров
где μе – эквивалентная магнитная проницаемость сердечника,
μ0 – магнитная постоянная, μ0 = 4π•10 -7 Гн/м,
ω – количество витков обмотки дросселя,
Se – эквивалентное сечение сердечника дросселя,
le – эквивалентная длина магнитного пути сердечника дросселя,
Bm – максимальное значение магнитной индукции сердечника,
ka – коэффициент амплитуды тока (напряжения) дросселя.
Получившееся выражение довольно часто можно встретить под названием основной формулы трансформаторной ЭДС, так как оно устанавливает однозначное соотношение, между ЭДС на зажимах обмотки и числом витков обмотки, при заданной величине магнитной индукции в сердечнике. Тогда при синусоидальном напряжении (коэффициент амплитуды ka ≈ 1,414) выражение принимает следующий вид
Вернёмся к исходному выражению для напряжения на дросселе UL, в котором неоднозначным является параметр – количество витков. Данный параметр кроме всего прочего (величины индуктивности L и магнитной проницаемости μе сердечника) зависит от размеров магнитопровода, а конкретнее от площади окна SO, которое можно вычислить по следующему выражению
где I – действующее значение тока дросселя,
ω – количество витков обмотки дросселя,
kИ – коэффициент использования окна сердечника,
j – плотность тока в проводе обмотки.
Параметры kИ и j выбирают аналогично, как и для дросселя сглаживающего фильтра, то есть коэффициент использования окна сердечника kИ ≈ 0,3, а плотность тока j = 5 А/мм 2 .
Тогда выражая из данного выражения количество витков провода ω, получим
Получившееся выражение определяет основное расчётное выражение для определения типоразмера сердечника – произведение площадей сердечника SeSO. После преобразования выражения для действующего напряжения на дросселе UL определяем количество витков обмотки ω и величину немагнитного зазора δ
где μе – эквивалентная магнитная проницаемость сердечника,
μ0 – магнитная постоянная, μ0 = 4π•10 -7 Гн/м,
Se – эквивалентное сечение сердечника дросселя,
le – эквивалентная длина магнитного пути сердечника дросселя,
Bm – максимальное значение магнитной индукции сердечника,
ka – коэффициент амплитуды тока (напряжения) дросселя.
Вычисленное количество витков является ориентировочным, так как из-за уширения магнитного потока значение индуктивности оказывается несколько больше при данном количестве витков, что в некоторых случаях является нежелательным. Поэтому необходимо пересчитать витки с учётом коэффициента уширения магнитного потока F
Осталось выбрать сечение обмоточного провода SП
где SO – площадь окна используемого сердечника,
kИ – коэффициент использования окна сердечника,
ω – количество витков обмотки дросселя.
Выбор сечения провода необходимо производить, округлив полученное значение до ближайшего номинала, при этом необходимо учитывать, что на высоких частотах возрастают потери мощности в проводе. Поэтому при достаточно высокой частоте необходимо использовать обмоточный провод, состоящий из нескольких жил, при этом диаметр жилы выбирают исходя из глубины скин-слоя δ
где f – частота переменного тока, протекающего через дроссель,
δ – толщина скин-слоя,
dп – диаметр жилы в обмоточном проводе.
После конструктивного расчёта сердечника и обмотки необходимо проверить тепловой режим работы дросселя – нагрев и перегрев дросселя.
Расчёт дросселя переменного тока
В качестве примера рассчитаем дроссель переменного тока со следующими исходными данными: индуктивность дросселя L = 20 мкГн, частота переменного тока f = 50 кГц, действующее значение тока дросселя Iд = 5 А, температура перегрева ∆Т = 50 °C. Ток, протекающий через дроссель, имеет форму прямоугольных импульсов с коэффициентом заполнения D = 0,5.
В общем случае расчёт сводится к выбору параметров магнитопровода и обмотки, при этом режим работы дросселя должен отвечать заданным условиям, в данном случае, температуре перегрева ∆Т.
1.Выберем типоразмер сердечника соответствующего произведению площадей SeSO. Для этого необходимо дополнительно определить действующее напряжение на дросселе UL, коэффициент амплитуды тока дросселя ka, коэффициент использования окна сердечника kИ, значение максимальной индукции тока дросселя Bm и плотность тока j.
Так как частота тока достаточно высокая, то в качестве материала магнитопровода выберем феррит марки N87, следовательно, Bm = 0,3. Коэффициент использования окна сердечника и плотность тока выберем соответственно kИ = 0,3 и j = 5 А/мм 2 .
Таким образом, выберем магнитопровод, состоящий из двух половинок типа E 20/10/6 со следующими параметрами: le = 93мм, Se = 32 мм 2 , SO = 57 мм 2 , Ve = 2980 мм 3 , SeSO = 1824 мм 4 .
Сердечник, состоящий из двух половинок Е 20/10/6, имеет следующие размеры:
L = 20,4 мм, H = 20,2 мм, B = 5,9 мм, h = 14 мм, l0 = 5,9 мм, l1 = 4,1 мм.
2.Определим предварительное число витков обмотки дросселя без учёта эффекта уширения магнитного потока
Полученный результат округлим до ближайшего целого, таким образом, количество витков примем ω = 15. С учетом этого определим величину немагнитного зазора сердечника δ
В связи с тем, что прокладка для создания немагнитного зазора прокладывается как между центральными кернами, так и между боковыми, то соответственно толщина прокладки необходимо уменьшить вдвое по сравнению с рассчитанным значением. То есть толщина прокладки должна составлять 0,1…0,12 мм.
В связи с наличием немагнитного зазора происходит уширение магнитного потока и как следствие увеличение индуктивности. Для того чтобы индуктивность дросселя L соответствовала заданной, необходимо пересчитать число витков обмотки ω с учётом коэффициента уширения F
Таким образом, количество витков примем равным ω = 14. Для окончательного расчёта параметров дросселя определим сечение провода с учётом плотности тока j = 5 А/мм 2 .
Как видно сечение провода составляет SП = 1 мм 2 , данному сечению соответствует провод диаметром dП = 1,12 мм. Так как частота переменного тока дросселя достаточно высокая, то для снижения потерь мощности вследствие скин-эффекта необходимо использовать литцендрат – провод состоящий из нескольких жил. Диаметр жилы dЖ не должен превышать удвоенной толщины скин-слоя ∆
В связи с этим для обмотки можно использовать провод, скрученный из 9 жил диаметром 0,38 мм, имеющего суммарное сечение SП = 1,02 мм 2 .
4.Для завершения расчётов необходимо рассчитать температуру перегрева дросселя ∆Т. Для этого необходимо определить потери мощности в обмотке ∆Р1 и в сердечнике ∆Р2, также суммарную площадь охлаждения дросселя.
Мощность потерь в обмотке ∆P1, зависит от удельного сопротивления проводника (qCu = 0,0171 (Ом•мм 2 )/м), длины обмоточного провода lпр.об и температурного коэффициента сопротивления меди αCu = 0,0038 °C -1 .
где lв.ср. – средняя длина витка обмотки дросселя,
R∆T – сопротивление провода при температуре перегрева.
Для определения потерь мощности в сердечнике ∆P2 необходимо определить удельные объёмные потери PV при заданной частоте f, рабочей температуре T и максимальной индукции, создаваемой переменным током в дросселе Bm.
По справочным данным для феррита марки N87, при Bm = 300 мТл, f = 50 кГц и T = 70 °C, объемные потери составляют PV ≈ 250 кВт/м 3 = 0,25•10 -3 Вт/мм 3 , тогда потери мощности в сердечнике объемом Ve = 2980 мм 3 составят
Рассчитаем площади охлаждения сердечника SС и площадь охлаждения обмотки SO.
Таким образом, перегрев составляет ∆Т = 48 °С соответствует требуемым условиям, но находится на пределе, поэтому можно порекомендовать снизить максимальное значение индукции Bm путём увеличения количества витков обмотки, или использовать сердечник большего размера.
Теория это хорошо, но необходимо отрабатывать это всё практически ПОПРОБОВАТЬ МОЖНО ЗДЕСЬ