Как работает генератор управляемый напряжением

5.7.5 Генератор управляемый напряжением (гун)

Для построения схемы ГУН могут быть использованы разные способы.

ГУН, построенный по схеме интегратора со сбросом, представлен на рис. 5.25.

На усилителе У1 собран интегратор, в обратную связь которого включен ключ, разряжающий емкость при своем включении.

Выход интегратора соединен со входом порогового устройства.

,

,

.

Рис. 5.25. Схема однополярного ГУН.

Как только достигнет напряжения, поданного на второй вход порогового элемента, компаратор сработает и запустит формирователь импульсов, который, в свою очередь, откроет ключ в обратной цепи интегратора и разрядит емкость, тем самым, после чего начинается новый процесс интегрирования.

Периодический сброс интегратора в данной схеме устраняет проблему дрейфа нуля. Стабильность частоты составляет примерно 0,1%.

Двухполярный ГУН (см. рис. 5.26).

Рис. 5.26. Схема двухполярного ГУН.

Существуют и другие способы построения ГУН – на управляемых мультивибраторах.

Управляемый мультивибратор (см. рис. 5.27).

Принцип работы ГУН основан на управлении током перезарядки конденсатора мультивибратора посредством управляемых генераторов тока на транзисторах.

Рис. 5.27. Структурная схема ГУН К531ГГ1.

Вход Упр1 регулирует диапазон частот вырабатываемых ГУН, а вход Упр2 управляет непосредственно выходной частотой ГУН (К531ГГ1). Диапазон выходной частоты составляет от 1 Гц до 60 МГц.

5.8. Архитектура сигма-дельта ацп

Своим названием такой АЦП обязан двум блокам: – наличию интегратора,– наличию дифференциального усилителя.

Одним из принципов, заложенных в такого рода АЦП, позволяющих уменьшить погрешность вносимую шумами, а следовательно, увеличить разрешающую способность – это усреднение результатов измерения.

В сигма-дельта АЦП аналоговый сигнал квантуется с очень низким разрешением (как правило 1 бит), на частоте, во много раз превышающей максимальную частоту спектра сигнала.

Используя эту методику передискретизации в сочетании с цифровой фильтрацией, можно значительно повысить разрядность.

Для снижения эффективной скорости поступления отсчётов на выходе АЦП применяется децимация.

Передискретизация.

При классическом подходе к процессу дискретизации:

–частота среза.

Значительная часть шума квантования попадает в рабочую полосу частот. При соблюдении теоремы Котельникова полоса частот полезного сигнала меньше, либо равна . Таким образом, аналоговый фильтр на входе преобразователя должен обладать высокой крутизной спада АЧХ за полосой пропускания, для эффективного ослабления шумов и помех, проникающих в рабочую полосу в результате интерференции с гармониками частоты дискретизации. Обычно это активные фильтры, у которых добиться высокого подавления гармоник и малых фазовых искажений задача противоречивая.

Другой способ – передискретизация.

При этом входной сигнал квантуется с частотой (— отношение передискретизации), а частота выходного цифрового потока равна.

В этой схеме два новых элемента – цифровой фильтр и дециматор.

Шум квантования в полосе частот от доподавляется цифровым фильтром в выходном потоке. Это приводит к улучшению отношения сигнал-шум и можно добиться малой неравномерности АЧХ и ФЧХ цифрового фильтра и высокой линейности. Сам же аналоговый фильтр вырождается в простоеRC звено. К сожалению, цена за сверхразрешение высока, потому что для улучшения отношения сигнал-шум на 6 дБ (1 бит в два раза) требуется увеличить коэффициент передискретизации в 4 раза.

Для сохранения значения этого коэффициента в разумных пределах можно разбить спектр шума квантования так, чтобы основная его часть была между и, и только малая часть оставалась в области. Эту функцию выполняет сигма-дельта модулятор. После такого распределения цифровой фильтр легко подавит значительную часть энергии шума квантования, а общее отношение сигнал-ум, определяющее динамический диапазон, ощутимо возрастёт.

Схема сигма-дельта АЦП первого порядка представлена на рис. 5.25.

Линейная модель модулятора представлена на рис. 5.26.

1. Передаточная функция по входу :

, где – интегратор,– квантователь. Рис. 5.25. Схема сигма-дельта АЦП первого порядка. Рис. 5.26. Линейная модель модулятора.

1. Передаточная функция по входу :

. Выходной сигнал равен . Отсюда следует, что для низкочастотного сигнала имеется НЧ фильтр первого порядка, а для шума квантования наоборот фильтр ВЧ, то есть подъём сигнала с возрастанием частоты. Такой модулятор называют шумообразующим. Цифровая фильтрация Цифровой фильтр должен ослаблять переотражения от выходной частоты преобразования , подавлять продукты, в том числе и компонент, шумообразующего процессамодулятора, а так же проводить децимацию (см. рис. 5.27). Рис. 5.27. Цифровая фильтрация.

1. Фильтр конечных последовательностей (FIR) – обычно на каждый входной отсчёт приходится один выходной, если надо децимировать на более низкую частоту, можно выдавать более редко данные, то есть на каждый отсчёт пересчитывается конечная последовательность в соответствии с весами (весовая функция) более стабильны и предпочтительны (увеличиваются аппаратные затраты).
2. Фильтр бесконечной последовательности, каждый входной сигнал соответствует выходному – децимация делается самостоятельно.

3.3. Генераторы, управляемые напряжением

Генератор, управляемый напряжением, представляет собой автогенератор (АГ), частота выходного сигнала которого может изменяться под действием внешнего управляющего сигнала напряженияили тока.

Специфическими требованиями, предъявляемыми к ГУН являются:

• вид статической модуляционной характеристики (СМХ), т. е. зависимость от;
• диапазон изменения частоты ;
• уровень фазовых шумов вблизи в выходном сигнале ГУН;
• инерционность управления частотой;
• чувствительность к внешним дестабилизирующим факторам.

Прежде всего отметим, что основными параметрами СМХ являются ее линейность и крутизна . Требования к линейности СМХ с точки зрения перестройки частоты ССЧ ниже, чем при формировании сигналов с частотной модуляцией. Однако необходимо учитывать, что нелинейность СМХ приводит к изменениюв диапазоне рабочих частот ССЧ и, следовательно, к изменению рассмотренных в 2.3 параметров синтезатора. Линейность СМХ падает с ростом диапазона перестройки. Шумовые параметры ГУН обычно хуже, чем у неуправляемых АГ, что связано с наличием собственных шумов элементов цепей управления частотой и воздействием внешних дестабилизирующих факторов через эти цепи на стабильность . Основными элементами ГУН являются генераторный прибор, колебательная система (КС) и управитель частотой, т. е. реактивный нелинейный элемент, включенный в состав КС. Под действием управляющего сигнала изменяется реактивное сопротивление (проводимость) управителя, резонансная частота КС и, как следствие, частота генерируемых колебаний. Назначение генераторного прибора – компенсировать потери в колебательной системе. В качестве генераторного прибора вплоть до сантиметрового диапазона волн используются биполярные и полевые транзисторы. В миллиметровом диапазоне применяются двухполюсные генераторные полупроводниковые приборы с отрицательным дифференциальным сопротивлением: лавинно-пролетные диоды и диоды Ганна. КС высокочастотных ГУН выполняется на сосредоточенных LC—эле-ментах. В состав КС в ряде случаев может быть включен кварцевый резонатор. В диапазоне СВЧ в зависимости от конкретных значений частоты КС и блокировочные элементы могут быть выполнены, как на базе элементов с сосредоточенными параметрами, так и на основе соответствующих микрополосковых линий или других устройств с распределенными параметрами. В состав КС также может быть введен коаксиальный керамический резонатор. Электронная перестройка резонансной частоты КС чаще всего осуществляется с помощью варикапов. Варикап представляет собой полупроводниковый диод, работающий в режиме закрытого p–n-перехода. Зависимость емкости варикапа в этом режиме в функции от действующего на переходе напряженияописывается соотношением , где – напряжение на переходе, при котором=;– контактная разность потенциалов;= 0.3…2 – коэффициент «резкости» перехода;;– мгновенное значение высокочастотного напряжения на переходе. При =речь идет о варикапе с «плавным» переходом, при= 0.5 – с «резким» переходом, а при 1 ≤≤ 2 – о «сверхрезком». Значениеопределяется законом изменения концентрации примесей вp–n-переходе. Наибольшее применение в ГУН имеют варикапы с = 0.5. При выборе варикапа с определенным значениемследует учитывать определяющее влияние этого параметра на линейность СМХ. Диапазон перестройки ГУН в первую очередь определяется пределами изменения емкости варикапа. Максимально возможная величина емкости ограничивается необходимостью работы в режиме закрытогоp–n-перехода (< 0), а минимально возможная– обратным пробивным напряжением(). С ростомвозрастает и отношениеи у диодов со «сверхрезким» переходом оно доходит до 6…8 [3]. С увеличением амплитуды высокочастотного напряжения на варикапеэто отношение уменьшается. Кроме того, диапазон перестройки зависит от коэффициента включения варикапа в КС АГ и убывает с его уменьшением. Однако уменьшение коэффициента включения сопровождается уменьшением, что допускает возможность оптимизации ГУН путем выбора соответствующих схемотехнического решения и режима работы транзистора. Необходимо отметить, что при изменении частоты, обусловленном изменением , происходят и изменение волнового сопротивления КС и добротности варикапа, где– сопротивление материала полупроводника и выводов диода. При этом изменяется эквивалентное сопротивление КС, вызывающее изменение амплитуды колебаний, т. е. паразитную амплитудную модуляцию (ПАМ). Отмеченное явление может привести к уменьшениюза счет срыва генерации при недостаточном запасе по самовозбуждению. ПАМ выходного сигнала ГУН может быть устранена включением на его выходе ограничителя амплитуды. Основными преимуществами управителей частоты на варикапах являются простота схемной реализации, практически отсутствие инерционности в управлении частотой, ничтожная мощность, потребляемая от источника управляющего напряжения, и малые габариты. К недостаткам таких управителей следует отнести значительную нелинейность СМХ при больших и возникающее при этом изменение уровня выходного сигнала. В сантиметровом диапазоне волн существенно большее перекрытие по частоте и более линейную СМХ можно получить, используя в качестве управителя сферический резонатор из железоиттриевого граната (ЖИГ-резонатора). Собственная резонансная частота ЖИГ-резонатора прямо пропорциональна напряженности пронизывающего его управляющего магнитного поля. КС ГУН в этом случае представляет собой систему двух связанных контуров, одним из которых является ЖИГ-резонатор. Сферические ЖИГ-резонаторы имеют диаметр 5…20 мм, обладают малыми диэлектрическими потерями и эквивалентной добротностью в пределах 500…1000. К недостаткам управителей на ЖИГ-резонаторах относятся сложность конструктивной реализации и большая потребляемая мощность источником управляющего магнитного поля, гистерезисные явления при смене направления изменения частоты и инерционность цепей управления частотой [7]. ГУН с управителями на варикапах обычно выполняются на основе «трехточечных» схем автогенераторов. Сразу же отметим, что вне зависимости от конкретной схемы АГ для увеличения необходимо уменьшать амплитуду напряжения высокой частоты на варикапе, что увеличивает отношение. Использование схемы «индуктивной трехточки» позволяет получить максимальное значение , поскольку варикап может быть единственным емкостным элементом колебательной системы ГУН. Однако при этом амплитудабудет равна =, где– амплитуда высокочастотного напряжения между коллектором и эмиттером транзистора, а– коэффициент обратной связи. Если используется схема «емкостной трехточки», то=при включении варикапа между коллектором и эмиттером и=– при включении между базой и эмиттером. Присутствие в КС этих схем помимо варикапа линейных емкостей приводит, с одной стороны, к уменьшению , а с другой – к росту линейности СМХ. Наличие в КС ГУН нелинейной емкости варикапа увеличивает уровень высших гармоник частоты . Для их уменьшения целесообразно использовать два варикапа, встречно включенных по отношению к напряжению высокой частоты. В таком случае падение этого напряжения на варикапах сопровождается противофазным изменением их емкостей и практически постоянной величиной емкости их последовательного соединения.Результирующая емкость управителя уменьшается в 2 раза при сохранении неизменным отношения . На рис. 3.10 представлен один из возможных вариантов ГУН с управителем в виде встречно-включенных варикапов, выполненный по схеме «емкостной трехточки» с заземленным коллектором. В состав КС помимо варикапов входят конденсатор и катушка индуктивности. В схеме использовано комбинированное базовое смещение (автоматическое – за счет цепочкии принудительное – с помощью делителя). Остальные элементы схемы являются блокировочными или разделительными. Вряде областей применения кварцевых АГ возникает необходимость реализации возможности их электронной перестройки, т. е. использования в качестве ГУН. Так, в квантовых стандартах частоты с помощью систем фазовой или частотной автоподстройки осуществляется стабилизация частоты управляемого кварцевого АГ по частоте спектральной линии квантового генератора или дискриминатора (см. 4). При построении такого ГУН с целью повышения за основу берется фильтровая схема, частота колебаний в которой лежит в окрестности частоты последовательного резонанса кварцевого резонатора (КвР) [7]. Эффективное управление частотой генерации требует подключения управителя к элементу КС АГ, определяющему частоту генерации, т. е. к КвР.При этом наибольшее значение может быть получено, если последовательно с КвР включается управляющая индуктивность, понижающая частоту последовательного резонанса КвР. Поскольку в качестве управителя используется варикап, для создания управляющей индуктивности необходимо последовательно с варикапом включить дополнительную индуктивность. Тогда. Сказанное реализовано в схеме, представленной на рис. 3.11. ГУН построен на базе «емкостной трехточки» с КвР в контуре при включении транзистора по схеме с общим коллектором и комбинированным смещением в цепи базы. В состав колебательной системы входят конденсаторы и, катушка индуктивности, КвР и варикап. Вместо дросселей использованы резисторыи, что более технологично и позволяет исключить возможность появления паразитных резонансов. Резисторустраняет вредное влияние емкости кварцедержателя. Аналогичным образом может быть построен ГУН на базе АГ с КвР в цепи обратной связи. Относительное изменение частоты ГУН с КвР составляет (2…4). При осуществлении частотной модуляции в ССЧ с ФАП (см. 2.4) модулирующее напряжение может быть подано либо на варикап совместно с управляющим напряжением, либо на отдельный варикап, введенный в КС ГУН для осуществления модуляции. Требования к линейности СМХ в этом случае должны быть более жесткими в связи с необходимостью обеспечить постоянство девиации частоты в диапазоне рабочих частот синтезатора.

Схемы преобразователей напряжение – частота

Как следует из названия, генератор, управляемый напряжением (ГУН, VCO, Voltage Controlled Oscillator) – это генератор, частота колебаний которого зависит от напряжения, подаваемого на его управляющий вход.
В данной статье мы в основном рассмотрим варианты построения релаксационных генераторов, генерирующих сигналы пилообразной или треугольной форм в широком диапазоне частот. Именно такие ГУН нередко используются в составе специализированных интегральных микросхем.

Однако начнём мы с простейшего классического транзисторного мультивибратора, который посредством простейших манипуляций превращается в генератор прямоугольных импульсов, частота колебаний которого зависит от приложенного к его управляющему входу напряжения (Рис.1).

Рис.1 Генератор, управляемый напряжением, на базе мультивибратора

Данный ГУН не претендует на высокие параметры линейности преобразования напряжение-частота, а также широкий диапазон перестройки, однако в некоторых практических случаях он может оказаться вполне востребованным за счёт своей схемотехнической простоты.
При указанных на схеме номиналах элементов генератор изменяет частоту импульсного напряжения на выходе (со скважностью близкой к 2) в диапазоне частот 290. 950 Гц при изменении напряжения на управляющем входе от 0 В до Еп. Одновременным изменением номиналов конденсаторов С1, С2 можно пропорционально в ту или иную сторону изменять частоту колебаний.
Как это работает?
Входной эмиттерный повторитель на транзисторе VT1 создаёт необходимое для корректной работы мультивибратора начальное смещение (при Евх=0) около 0,7 В. При повышении напряжения на входе растёт и напряжение смещения на базах транзисторов VT2 и VT3, работающих в режиме близком к ключевому. Это приводит к уменьшению порога (а соответственно, увеличению скорости) их переключения, что в свою очередь, обуславливает повышение частоты генерации.

Значительно более высокими характеристиками обладает схема релаксационного ГУН, приведённая на Рис.2.

Рис.2 Схема релаксационного генератора, управляемого напряжением

В начальный момент включения питания конденсатор С1 представляет собой короткое замыкание. При этом напряжение на входе триггера Шмитта DD1.1 – «1», на выходе – «0», на выходах DD1.2 и DD1.3 – «1». Соответственно: ключ на транзисторе VT5 закрыт, на VT4 – открыт. Начинается процесс заряда конденсатора С1 током, текущем в направлении от +Еп к земле. Постоянство этого тока обеспечивается источником тока на транзисторах VT2, VT3, а величина тока – значением напряжения, снимаемого с истока повторителя VT1.
Как только напряжение на нижней обкладке конденсатора достигнет уровня отпускания триггера DD1.1, все логические элементы переключатся в противоположное состояние, ключ на VT4 закроется, отключив источник тока от конденсатора, а ключ на VT5 откроется, начиная очень быстро притягивать напряжение на обкладке С1 обратно к +Еп.
В ходе этого быстрого роста напряжения, а конкретно – в момент срабатывания триггера Шмитта, логические элементы и ключи опять переключатся в первоначальное состояние, после чего история зациклится, обеспечивая на обкладке С1 колебательный процесс с пилообразной формой колебаний. Амплитуда этих колебаний равна разнице между порогами срабатывания-отпускания триггера Шмитта и при напряжении питания +15 вольт составляет приблизительно ±4 В.
Для сохранения линейности снимать этот пилообразный выходной сигнал можно только посредством высокоомной нагрузки, сопротивлением не менее 1 МОм.
Импульсы же, идущие с выходов логических элементов, имеют очень высокую скважность, что не всегда удобно, поэтому в устройство добавлен ОУ, включенный по схеме компаратора, функцией которого является получение на выходе импульсного сигнала со скважностью, близкой к 2.
Изменением номинала резистора R5 эту скважность можно менять в широких пределах.
Если всё ж таки на выходе ГУН необходим сигнал пилообразной формы, то этот ОУ следует включить по схеме повторителя напряжения (замкнуть его выход на инвертирующий вход).

Настройка устройства сводится к уточнению номинала резистора R2 с целью получения при нулевом напряжении на входе минимально возможной частоты колебаний (в пределах 2. 3 Гц).

Большим достоинством приведённого ГУН является отсутствие в цепях формирования пилообразного напряжения операционных усилителей, что даёт возможность получить (при уменьшении номинала С1) частот вплоть до 4. 5 сотен килогерц. Дальнейшего увеличения частотного диапазона можно достичь при использовании более высокочастотной серии логических элементов. При этом, при необходимости иметь на выходе меандр, ОУ TL071, разумеется, также следует заменить на более высокочастотный.

Недостатком же данного преобразователя напряжение-частота является не очень высокий показатель линейности преобразования, который составляет 3. 4%. Объясняется это проявлением эффекта Эрли в источнике тока (эффект влияния напряжения между коллектором и базой на ток коллектора). Устранить этот недостаток можно включив в состав источника тока ОУ. Причём, если заставить этот источник работать в статическом режиме, а коммутацию производить посредством всё тех же быстрых МОП транзисторов, то и параметр быстродействия не сильно пострадает, и нелинейность не будет превышать 1%.

Рис.3 Схема улучшенного релаксационного ГУН

Данная схема не выглядит сложнее предыдущей, однако существенным её недостатком является необходимость использования двухполярного источника питания. Объясняется это просто – неумением большинства распространённых операционных усилителей работать с однополярными источниками питания при нулевых напряжениях на входе и выходе. И хотя в природе существуют ОУ с возможностью работать в однополярном Rail-to-Rail режиме, однако они, к сожалению, довольно дороги и дефицитны.

В приведённой схеме ОР1 и транзистор VT1 образуют генератор тока, управляемый напряжением, а всё остальное работает аналогично предыдущей схеме ГУН, изображённой на Рис.2.
Величина напряжения -Еп некритична и может выбрана любой из диапазона: минус (3. Еп).

Ну и, конечно же, было бы неправильно не упомянуть схему генератора, управляемого напряжением, приводимую в справочных данных нескольких производителей ОУ. Данный преобразователь имеет ряд недостатков, главным из которых является существенная зависимость его характеристик от внутреннего сопротивления источника управляющего напряжения, однако схема распространена и находит применение в практических устройствах. Вот что пишут по поводу данного ГУН уважаемые авторы многотомника «Искусство схемотехники» Хоровиц и Хилл:

Рис.4 Генератор сигналов специальной формы, управляемый напряжением

Интегратор на IC1 включён так, чтобы при включении Q1 ток зарядки конденсатора ( Vin/15 kΩ ) менял знак, но не величину. На IC2 собран триггер Шмитта с порогами переключения на одной трети и двух третях VREF. Q1 исполняет роль ключа и замыкает нижний конец R4 на землю, когда на выходе IC2 ВЫСОКИЙ уровень, либо размыкает цепь в противном случае.

Приятным свойством схемы является её работа от однополярного источника. TLV3501 – КМОП компаратор с выходным сигналом полного диапазона питания, т. е. на выходе триггера всё время находится либо уровень VREF, либо земля. Данный факт, в свою очередь, гарантирует неизменность порогов переключения, как это могло бы происходить, будь на месте TLV обычный ОУ, т.к. размах сигнала у таких микросхем не специфицируется. Указанные компоненты обеспечивают стабильную частоту и амплитуду треугольного сигнала. Отметим, что частота зависит только от отношения Vin/VREF, и, если Vin формировать из VREF с помощью делителя, например, с помощью какого-либо резистивного датчика, выходная частота будет меняться с изменением его сопротивления, но не с изменением VREF. Это очередной пример использования логометрической техники, позволяющей избавиться от влияния нестабильности напряжения питания.

И масштабный коэффициент для частоты, и амплитуда выходного сигнала устанавливаются опорным напряжением VREF, которым питается IC2. В данном случае его точность и стабильность задаётся 3-выводным источником IC3 на уровне +5.00 V. Если управляющее напряжение получается делением VREF, то дополнительная стабилизация уровня самого VREF не нужна, но желательна, т. к. амплитуда выходного сигнала прямо зависит именно от этого напряжения.

Для интегратора выбран прецизионный ОУ с максимальным напряжением смещения 60 μV. Сделано это для расширения диапазона регулировки частоты вниз почти до нуля вольт на входе. Данную характеристику можно описывать в терминах динамического диапазона цепи управления частотой. Входное напряжение смещения интегратора создаёт ошибку установки частоты, равную 2×Vos (из-за делителя R2R3). Иначе говоря, при Vin≈2×Vos выходная частота будет иметь ошибку 100% (т.е. она может в этот момент быть как в два раза больше установленного значения, так и быть близка к нулю). Отсюда разница между максимальной и минимальной частотой сигнала задаётся отношением VREF/Vos . Указанный на схеме LT1077C обеспечивает отношение VREF/Vin = 5V/60μV или примерно 100’000:1.

Операционный усилитель, выбранный для интегратора, должен допускать входной сигнал вплоть до уровня отрицательной шины, т. е. должен быть из числа ОУ с одним питанием. LT1077 соответствует.

Входной ток Ib интегратора также создаёт ошибку, причём её значение возрастает при низких уровнях управляющего напряжения Vin. Входные токи LT1077C хорошо согласованы между собой и равны Ib(max) = 11 nA. Такой ток вызывает на сопротивлении входных цепей ошибку для наихудшего случая порядка 30 μV, что меньше ошибки от напряжения смещения Vos. Комбинация этих величин (90 μV) сокращает динамически диапазон ненастроенной схемы до 50’000:1. Тот факт, что ошибка от Vos превышает таковую от Ib, неслучаен: именно с такой целью сделан выбор в пользу низких номиналов R1. R4 (и соответствующей величины C1 для задания требуемого частотного диапазона).

LT1077C можно подстраивать, чтобы расширить динамический диапазон. Поэтому реальным ограничителем точности преобразования в районе нуля является дрейф величин Vos и Ib по времени и температуре.

TLV3501 необычно шустрый (4.5 ns) компаратор с диапазоном изменения выходного сигнала, равным полному напряжению питания. Но само это напряжение ограничено +5.5 V max. Если требуется работать с более высокими значениями, придётся подобрать что-либо ещё, например, rail-to-rail ОУ CA3130. Данный усилитель относится к нескомпенсированным и показывает лучшие результаты среди малопотребляющих моделей. Правда, это старая разработка и на данный момент почти полностью исчезла из продажи. CA3130 имеет большое напряжение смещения и, к тому же, неустойчив в режиме интегратора [что там, интересно, с талантами разработчиков?], поэтому в качестве IC1 не подходит.

Ещё один вариант замены компаратора – КМОП таймер типа 555, например, ICL7555. У него стабильные пороги переключения (треть и две трети уровня питания) и выходной размах, равный полному диапазону питания.

Варианты для ключа Q1. Подойдут SD210 или 74HC4066, причём, их меньшая ёмкость улучшит работу схемы у верхней границы частотного диапазона.

Если потребляемая мощность важнее, чем максимальная частота или динамический диапазон, можно использовать в качестве обеих микросхем малопотребляющий RR КМОП ОУ, например, TLC2252 (сдвоенный, 35 μA на канал). В этом случае стоит пропорционально увеличить номиналы резисторов во входных цепях, потому что входной ток КМОП ОУ пренебрежимо мал для этой задачи.

Если интересен сдвоенный ОУ, хорошим выбором будет LM6132 – RR входы и выходы, скорость нарастания 14V/μs. В этом семействе есть варианты и побыстрее (LM6142/52), но они имеют большие входные токи и потребляемую мощность.

Ещё один вариант: комбинированная микросхема – «усилитель-компаратор-опорный источник» MAX951. Его использование рассматривалось, но выжать такие же параметры, как у комбинации на схеме Рис. 4 , ни из него, ни из специализированных таймеров, подобных LTC699x не удалось. Данная схема хороший пример результата, которого можно достичь, используя комбинацию лучших микросхем в наибольшей степени подходящих для решения конкретной задачи, по сравнению с использованием универсальных или модульных решений.

Схемы преобразователей напряжение – частота

Генераторы, управляемые напряжением, на транзисторах,
операционных усилителях и логических КМОП элементах

Как следует из названия, генератор, управляемый напряжением (ГУН, VCO, Voltage Controlled Oscillator) – это генератор, частота колебаний которого зависит от напряжения, подаваемого на его управляющий вход.
В данной статье мы в основном рассмотрим варианты построения релаксационных генераторов, генерирующих сигналы пилообразной или треугольной форм в широком диапазоне частот. Именно такие ГУН нередко используются в составе специализированных интегральных микросхем.

Однако начнём мы с простейшего классического транзисторного мультивибратора, который посредством простейших манипуляций превращается в генератор прямоугольных импульсов, частота колебаний которого зависит от приложенного к его управляющему входу напряжения (Рис.1).

Рис.1 Генератор, управляемый напряжением, на базе мультивибратора

Данный ГУН не претендует на высокие параметры линейности преобразования напряжение-частота, а также широкий диапазон перестройки, однако в некоторых практических случаях он может оказаться вполне востребованным за счёт своей схемотехнической простоты.
При указанных на схеме номиналах элементов генератор изменяет частоту импульсного напряжения на выходе (со скважностью близкой к 2) в диапазоне частот 290. 950 Гц при изменении напряжения на управляющем входе от 0 В до Еп. Одновременным изменением номиналов конденсаторов С1, С2 можно пропорционально в ту или иную сторону изменять частоту колебаний.
Как это работает?
Входной эмиттерный повторитель на транзисторе VT1 создаёт необходимое для корректной работы мультивибратора начальное смещение (при Евх=0) около 0,7 В. При повышении напряжения на входе растёт и напряжение смещения на базах транзисторов VT2 и VT3, работающих в режиме близком к ключевому. Это приводит к уменьшению порога (а соответственно, увеличению скорости) их переключения, что в свою очередь, обуславливает повышение частоты генерации.

Значительно более высокими характеристиками обладает схема релаксационного ГУН, приведённая на Рис.2.

Рис.2 Схема релаксационного генератора, управляемого напряжением

В начальный момент включения питания конденсатор С1 представляет собой короткое замыкание. При этом напряжение на входе триггера Шмитта DD1.1 – «1», на выходе – «0», на выходах DD1.2 и DD1.3 – «1». Соответственно: ключ на транзисторе VT5 закрыт, на VT4 – открыт. Начинается процесс заряда конденсатора С1 током, текущем в направлении от +Еп к земле. Постоянство этого тока обеспечивается источником тока на транзисторах VT2, VT3, а величина тока – значением напряжения, снимаемого с истока повторителя VT1.
Как только напряжение на нижней обкладке конденсатора достигнет уровня отпускания триггера DD1.1, все логические элементы переключатся в противоположное состояние, ключ на VT4 закроется, отключив источник тока от конденсатора, а ключ на VT5 откроется, начиная очень быстро притягивать напряжение на обкладке С1 обратно к +Еп.
В ходе этого быстрого роста напряжения, а конкретно – в момент срабатывания триггера Шмитта, логические элементы и ключи опять переключатся в первоначальное состояние, после чего история зациклится, обеспечивая на обкладке С1 колебательный процесс с пилообразной формой колебаний. Амплитуда этих колебаний равна разнице между порогами срабатывания-отпускания триггера Шмитта и при напряжении питания +15 вольт составляет приблизительно ±4 В.
Для сохранения линейности снимать этот пилообразный выходной сигнал можно только посредством высокоомной нагрузки, сопротивлением не менее 1 МОм.
Импульсы же, идущие с выходов логических элементов, имеют очень высокую скважность, что не всегда удобно, поэтому в устройство добавлен ОУ, включенный по схеме компаратора, функцией которого является получение на выходе импульсного сигнала со скважностью, близкой к 2.
Изменением номинала резистора R5 эту скважность можно менять в широких пределах.
Если всё ж таки на выходе ГУН необходим сигнал пилообразной формы, то этот ОУ следует включить по схеме повторителя напряжения (замкнуть его выход на инвертирующий вход).

Настройка устройства сводится к уточнению номинала резистора R2 с целью получения при нулевом напряжении на входе минимально возможной частоты колебаний (в пределах 2. 3 Гц).

Большим достоинством приведённого ГУН является отсутствие в цепях формирования пилообразного напряжения операционных усилителей, что даёт возможность получить (при уменьшении номинала С1) частот вплоть до 4. 5 сотен килогерц. Дальнейшего увеличения частотного диапазона можно достичь при использовании более высокочастотной серии логических элементов. При этом, при необходимости иметь на выходе меандр, ОУ TL071, разумеется, также следует заменить на более высокочастотный.

Недостатком же данного преобразователя напряжение-частота является не очень высокий показатель линейности преобразования, который составляет 3. 4%. Объясняется это проявлением эффекта Эрли в источнике тока (эффект влияния напряжения между коллектором и базой на ток коллектора). Устранить этот недостаток можно включив в состав источника тока ОУ. Причём, если заставить этот источник работать в статическом режиме, а коммутацию производить посредством всё тех же быстрых МОП транзисторов, то и параметр быстродействия не сильно пострадает, и нелинейность не будет превышать 1%.

Рис.3 Схема улучшенного релаксационного ГУН

Данная схема не выглядит сложнее предыдущей, однако существенным её недостатком является необходимость использования двухполярного источника питания. Объясняется это просто – неумением большинства распространённых операционных усилителей работать с однополярными источниками питания при нулевых напряжениях на входе и выходе. И хотя в природе существуют ОУ с возможностью работать в однополярном Rail-to-Rail режиме, однако они, к сожалению, довольно дороги и дефицитны.

В приведённой схеме ОР1 и транзистор VT1 образуют генератор тока, управляемый напряжением, а всё остальное работает аналогично предыдущей схеме ГУН, изображённой на Рис.2.
Величина напряжения -Еп некритична и может выбрана любой из диапазона: минус (3. Еп).

Ну и, конечно же, было бы неправильно не упомянуть схему генератора, управляемого напряжением, приводимую в справочных данных нескольких производителей ОУ. Данный преобразователь имеет ряд недостатков, главным из которых является существенная зависимость его характеристик от внутреннего сопротивления источника управляющего напряжения, однако схема распространена и находит применение в практических устройствах. Вот что пишут по поводу данного ГУН уважаемые авторы многотомника «Искусство схемотехники» Хоровиц и Хилл:

Рис.4 Генератор сигналов специальной формы, управляемый напряжением

Интегратор на IC1 включён так, чтобы при включении Q1 ток зарядки конденсатора ( Vin/15 kΩ ) менял знак, но не величину. На IC2 собран триггер Шмитта с порогами переключения на одной трети и двух третях VREF. Q1 исполняет роль ключа и замыкает нижний конец R4 на землю, когда на выходе IC2 ВЫСОКИЙ уровень, либо размыкает цепь в противном случае.

Приятным свойством схемы является её работа от однополярного источника. TLV3501 – КМОП компаратор с выходным сигналом полного диапазона питания, т. е. на выходе триггера всё время находится либо уровень VREF, либо земля. Данный факт, в свою очередь, гарантирует неизменность порогов переключения, как это могло бы происходить, будь на месте TLV обычный ОУ, т.к. размах сигнала у таких микросхем не специфицируется. Указанные компоненты обеспечивают стабильную частоту и амплитуду треугольного сигнала. Отметим, что частота зависит только от отношения Vin/VREF, и, если Vin формировать из VREF с помощью делителя, например, с помощью какого-либо резистивного датчика, выходная частота будет меняться с изменением его сопротивления, но не с изменением VREF. Это очередной пример использования логометрической техники, позволяющей избавиться от влияния нестабильности напряжения питания.

И масштабный коэффициент для частоты, и амплитуда выходного сигнала устанавливаются опорным напряжением VREF, которым питается IC2. В данном случае его точность и стабильность задаётся 3-выводным источником IC3 на уровне +5.00 V. Если управляющее напряжение получается делением VREF, то дополнительная стабилизация уровня самого VREF не нужна, но желательна, т. к. амплитуда выходного сигнала прямо зависит именно от этого напряжения.

Для интегратора выбран прецизионный ОУ с максимальным напряжением смещения 60 μV. Сделано это для расширения диапазона регулировки частоты вниз почти до нуля вольт на входе. Данную характеристику можно описывать в терминах динамического диапазона цепи управления частотой. Входное напряжение смещения интегратора создаёт ошибку установки частоты, равную 2×Vos (из-за делителя R2R3). Иначе говоря, при Vin≈2×Vos выходная частота будет иметь ошибку 100% (т.е. она может в этот момент быть как в два раза больше установленного значения, так и быть близка к нулю). Отсюда разница между максимальной и минимальной частотой сигнала задаётся отношением VREF/Vos . Указанный на схеме LT1077C обеспечивает отношение VREF/Vin = 5V/60μV или примерно 100’000:1.

Операционный усилитель, выбранный для интегратора, должен допускать входной сигнал вплоть до уровня отрицательной шины, т. е. должен быть из числа ОУ с одним питанием. LT1077 соответствует.

Входной ток Ib интегратора также создаёт ошибку, причём её значение возрастает при низких уровнях управляющего напряжения Vin. Входные токи LT1077C хорошо согласованы между собой и равны Ib(max) = 11 nA. Такой ток вызывает на сопротивлении входных цепей ошибку для наихудшего случая порядка 30 μV, что меньше ошибки от напряжения смещения Vos. Комбинация этих величин (90 μV) сокращает динамически диапазон ненастроенной схемы до 50’000:1. Тот факт, что ошибка от Vos превышает таковую от Ib, неслучаен: именно с такой целью сделан выбор в пользу низких номиналов R1. R4 (и соответствующей величины C1 для задания требуемого частотного диапазона).

LT1077C можно подстраивать, чтобы расширить динамический диапазон. Поэтому реальным ограничителем точности преобразования в районе нуля является дрейф величин Vos и Ib по времени и температуре.

TLV3501 необычно шустрый (4.5 ns) компаратор с диапазоном изменения выходного сигнала, равным полному напряжению питания. Но само это напряжение ограничено +5.5 V max. Если требуется работать с более высокими значениями, придётся подобрать что-либо ещё, например, rail-to-rail ОУ CA3130. Данный усилитель относится к нескомпенсированным и показывает лучшие результаты среди малопотребляющих моделей. Правда, это старая разработка и на данный момент почти полностью исчезла из продажи. CA3130 имеет большое напряжение смещения и, к тому же, неустойчив в режиме интегратора [что там, интересно, с талантами разработчиков?], поэтому в качестве IC1 не подходит.

Ещё один вариант замены компаратора – КМОП таймер типа 555, например, ICL7555. У него стабильные пороги переключения (треть и две трети уровня питания) и выходной размах, равный полному диапазону питания.

Варианты для ключа Q1. Подойдут SD210 или 74HC4066, причём, их меньшая ёмкость улучшит работу схемы у верхней границы частотного диапазона.

Если потребляемая мощность важнее, чем максимальная частота или динамический диапазон, можно использовать в качестве обеих микросхем малопотребляющий RR КМОП ОУ, например, TLC2252 (сдвоенный, 35 μA на канал). В этом случае стоит пропорционально увеличить номиналы резисторов во входных цепях, потому что входной ток КМОП ОУ пренебрежимо мал для этой задачи.

Если интересен сдвоенный ОУ, хорошим выбором будет LM6132 – RR входы и выходы, скорость нарастания 14V/μs. В этом семействе есть варианты и побыстрее (LM6142/52), но они имеют большие входные токи и потребляемую мощность.

Генератор, управляемый напряжением на операционных усилителях (VCO)

Управляемый Напряжением Генератор (ГУН, VCO — Voltage Controlled Oscillator) — это генератор , частота выходного сигнала которого зависит от величины напряжения, подаваемого на специальный управляющий вход. Такие генераторы могут работать в разных частотных диапазонах, например, они издавна используются в радиочастотном диапазоне для настройки УКВ приемников.

В контексте данной статьи нас интересует ГУН, работающий в звуковом диапазоне. Такой генератор необходим для построения различных электронных музыкальных инструментов, таких как аналоговые музыкальные синтезаторы или синтезаторы звуков ударных инструментов. Кроме того, звуковой ГУН можно использовать в измерительном генераторе качающейся частоты, который, совместно с осциллографом, позволяет снимать амплитудно-частотные характеристики звуковых трактов, например усилителей, фильтров и т.д.

Чаще всего современный ГУН строится на основе специализированных микросхем, таких как NE566 или аналогичных. Если у вас нет такой микросхемы но необходим управляемый генератор, то его можно построить на основе операционных усилителей и транзисторов общего применения. нужно однако иметь в виду, что простые схемы ГУН на дискретных элементах часто имеют проблемы с термостабильностью (если не принимать специальных дополнительных мер для термостабилизации).

Самый дешевый ГУН можно создать на очень распространенной ОУ типа LM358. Это очень дешевое решение и его можно использовать если вам нужны частоты не выше 5 килогерц. Подобный ГУН на LM358 не очень хорошо работает на более высоких частотах. Дело в том, что LM358 — это маломощный операционный усилитель с очень простыми характеристикам. Однако, на этой микросхеме легко реализовать низкочастотный ГУН, для которого требуется только один источник питания +5ВВ…+15В. Схема такого ГУН с однополярным питанием приведена ниже:

Схема построена по известной структуре «интегратор-компаратор» и имеет два выхода, выход треугольного сигнала и выход прямоугольного сигнала. Если вам нужен синусоидальный сигнал, необходимо применить дополнительный узел преобразования треугольного сигнала в синусоидальный, например такой как на схеме в конце статьи.

Как работает схема ГУН?
На первом ОУ U1A построен интегратор, на втором U1B — компаратор. Электронный ключ построен на транзисторе Q1.

Интегратор (U1A) интегрирует поступающее на вход управляющее напряжение. Когда плавно увеличивающееся напряжение на выходе интегратора достигает порогового уровня, компаратор U1B переключается в противоположное состояние и переключает ключ на транзисторе Q1. При этом начинается обратное интегрирование и на входе интегратора появляется линейно спадающее напряжение. Это продолжается до момента следующего переключения компаратора, после чего цикл повторяется.

Резисторы во входных цепях предназначены для обеспечения идентичности положительного и отрицательного времени интегрирования, поэтому, R3A и R3B включены параллельно (так как точное половинное значение недоступно в большинстве серий резисторов).

Сигнал на выходеU1A представляет собой очень линейную треугольную волну. Частотный диапазон определяется емкостью конденсатора C2 и номиналами всех резисторов во входных цепях, но первичными частотозадающими резисторами являются R2 и R3 (A и B). Соотношение R1 и R4, а также R2 и R3 должно быть таким, как показано для треугольной волны. Если точные соотношения не поддерживаются, форма волны станет пилообразной с разными временами подъема и спада.

U1B — это компаратор (триггер Шмитта). Его выходное состояние меняется скачкообразно когда входное напряжение достигает верхнего или нижнего порога. Положительная обратная связь в компараторе используется для обеспечения того, чтобы треугольная волна имела определенный размах напряжения. Источник питания должен быть стабилизированным, иначе амплитуда двух выходов будет изменяться в зависимости от напряжения питания. При напряжении питания 12 В треугольная форма волны будет иметь амплитуду 3,6 В от пика до пика с центром на половине напряжения питания. Половина напряжения питания устанавливается делителем напряжения на резисторах R9 и R10.

Нет простого способа определить выходную частоту генератора, потому что она зависит от параметров входной цепи (особенно R2 и R3A, R3B) и C2. Кроме того, частота также зависит от пороговых напряжений компаратора (U1B). Резисторы R6 и R7 устанавливают порог, на который также влияет выходное напряжение U1B. Все это также немного зависит от сопротивления нагрузки и температуры микросхемы. При показанных значениях и в среднем положении движка VR1 частота составляет примерно 292 Гц. Согласно симулятору, зависимость частоты от входного напряжения — примерно 55 Гц на один вольт. Это означает, что если входное напряжение составляет 1 В, выходная частота составляет 55 Гц, 110 Гц для 2 В, 165 Гц для 3 В и так далее. В зависимости частоты от напряжения присутствует некоторая нелинейность. Наихудшая линейность будет при значениях входного напряжения близких к нулю или напряжению питания.

Если вам требуется прецизионный ГУН, то потребуется схема полной температурной компенсации. Таким образом, данную схему можно рассматривать как ГУН общего назначения.

Лучшая производительность может быть получена при замене ОУ на TL072 (или любой другой достаточно быстрый операционный усилитель) с использованием двуполярного источника питания. Поскольку большинство из таких ОУ не могут снизить выходное напряжение до уровня отрицательного источника питания, нам необходимо добавить дополнительный резистор (R9, см. рис. ниже), чтобы гарантировать, что транзистор (Q1) будет включаться и выключаться должным образом. Q1 можно заменить полевым МОП-транзистором с малым сигналом, таким как 2N7000, но реального преимущества нет. Однако использование 2N7000 или аналогичного может незначительно улучшить симметрию формы сигнала, поскольку его сопротивление ниже, чем у биполярного транзистора.

В данной схеме ГУН работает от двуполярного источника питания, однако особой выгоды от этого мы не получаем, так как это никаким образом не упрощает схему, кроме того, что это позволяет напрямую поддавать модулирующий сигнал.

В среднем положении движка VR1 в этой версии частота составляет около 296 Гц, а чувствительность модуляции составляет около 28 Гц/В . Чувствительность уменьшена вдвое, поскольку эффективное напряжение питания было увеличено вдвое по сравнению с версией с одним источником питания.

Выходные сигналы U1A и U1B более или менее симметричны относительно нуля. Начальная частота может быть установлена ​​потенциометром VR1, а сигнал модуляции симметричен относительно нуля. Если цепь источника имеет непосредственную связь (если закоротить конденсатор C1), она должна обеспечивать некоторый ток. В среднем положении потенциометра входное напряжение не будет нулевым (как может показаться на первый взгляд). Напряжение будет около -1,3 В, и для получения линейного изменения частоты источник модулирующего напряжения должен иметь низкий выходной импеданс. При желании входной сигнал может подаваться через буфер на дополнительном операционном усилителе, но для большинства приложений в этом нет необходимости.

Если вход модуляции подтянут к земле (например, если подается постоянный ток от другого операционного усилителя), базовая частота будет увеличена примерно до 330 Гц. Цифра 296 Гц выше применима только тогда, когда сигнал модуляции имеет емкостную связь, как показано на схеме, и допускает смещение -1,3 В постоянного тока.

Преобразователь треугольного сигнала в синусоидальный

Для многих приложений, особенно таких, как сканирование частот динамиков или кроссоверных сетей, вам обычно требуется по крайней мере разумное подобие синусоидального сигнала. Следующая схема сделает именно это, но это не точная схема. Уровень выходного сигнала (и искажения) будут меняться в зависимости от температуры. В большинстве случаев это не является серьезным ограничением, но вряд ли вы получите низкий коэффициент искажений. Он будет примерно на уровне 1,5% THD (преимущественно нечетные гармоники).

Преобразователь треугольного сигнала в синусоидальный

Для многих приложений, особенно таких, как сканирование частот динамиков или кроссоверных сетей, вам обычно требуется по крайней мере разумное подобие синусоидлального сигнала. Следующая схема сделает именно это, но это не точная схема. Уровень выходного сигнала (и искажения) будут меняться в зависимости от температуры. В большинстве случаев это не является серьезным ограничением, но вряд ли вы получите низкий коэффициент искажений. Он будет примерно на уровне 1,5% THD (преимущественно нечетные гармоники).

Схема использует свойство нелинейности вольт — амперной характеристики полупроводниковых диодов. четыре диода используются для ограничения треугольной волны таким образом, чтобы получить минимальные искажения. Подстроечный резистор VR1 используется для обрезки искажений, но очень маловероятно, что вы сможете получить THD намного ниже 2%, потому что схема ограничителя значительно упрощена. Многие ИС функциональных генераторов используют расширенную версию диодного ограничителя для уменьшения искажений (но с гораздо более сложной схемой), но, несмотря на усложнение схемы, результат редко бывает лучше, чем 0,5.

Если вы не слишком беспокоитесь о минимизации искажений. просто используйте пару резисторов 2,2 кОм (обозначенных как «Alternate Divider», R1A и R2A). Схема, показанная на рисунке, рассчитана на входное напряжение около 8 В (пик-пик). Именно такой сигнал выдает ГУН на второй схеме. Если вы используете первую версию с одним источником питания, можно подавать сигнал на диодный ограничитель через конденсатор на 10 мкФ и одиночный резистор 1к. Просто удалите из схемы элементы VR1, R1A и R2A и подключите R1 напрямую к диодам.