Драйвер транзистора что это

4. Драйверы силовых транзисторов

Драйвер представляет собой усилитель мощности и предназначается для непосредственного управления силовым ключом (иногда ключами) преобразователя. Он должен усилить управляющий сигнал по мощности и напряжению и, в случае необходимости, обеспечить его потенциальный сдвиг.

Выходной узел драйвера, управляющего изолированным затвором (транзисторы MOSFET, IGBT), должен соответствовать следующим требованиям:

1. МДП-транзисторы и IGBT – это приборы, управляемые напряжением, однако для увеличения входного напряжения до оптимального уровня (12-15 В) необходимо обеспечить в цепи затвора соответствующий заряд.
2. Динамические характеристики переключения определяются скоростью перезаряда паразитных конденсаторов транзистора. Минимальные значения времени обеспечиваются в режиме перезаряда постоянным динамическим током.
3. Для ограничения скорости нарастания тока и уменьшения динамических помех необходимо использовать последовательные сопротивления в цепи затвора.

Драйверы для управления сложными преобразовательными схемами содержат большое количество элементов, поэтому их выпускают в виде интегральных схем. Эти микросхемы, помимо усилителей мощности, содержат также цепи преобразования уровня, вспомогательную логику, цепи задержки для формирования «мёртвого» времени, а также ряд защит, например, – от перегрузки по току и короткого замыкания, снижения напряжения питания и ряд других. Многие фирмы выпускают многочисленный функциональный ряд: драйверы нижнего ключа мостовой схемы, драйверы верхнего ключа мостовой схемы, драйверы верхнего и нижнего ключей с независимым управлением каждого из них, полумостовые драйверы, которые часто имеют только один управляющий вход и могут использоваться для симметричного закона управления, драйверы для управления всеми транзисторами мостовой схемы. Типовая схема включения драйвера верхнего и нижнего ключей фирмы International Rectifier IR2110 с бутстрепным принципом питания приведена на рис.3.1, а. Управление обоими ключами независимое. Отличие данного драйвера от других заключается в том, что в IR2110 введена дополнительная схема преобразования уровня как в нижнем, так и верхнем каналах, позволяющая разделить по уровню питание логики микросхемы от напряжения питания драйвера. Содержится также защита от пониженного напряжения питания драйвера и высоковольтного «плавающего» источника. Конденсаторы С_D, С_С предназначены для подавления высокочастотных помех по цепям питания логики и драйвера соответственно. Высоковольтный плавающий источник образован конденсатором С1 и диодом VD1 (бутстрепный источник питания). Подключение выходов драйвера к силовым транзисторам осуществляется при помощи затворных резисторов R_G1 и R_G2. Поскольку драйвер построен на полевых элементах и суммарная мощность, расходуемая на управление, незначительна, то в качестве источника питания выходного каскада может использован конденсатор С1, подзаряжаемый от источника питания U_ПИТ через высокочастотный диод VD1. Конденсатор С1 и диод VD1 в совокупности образуют высоковольтный «плавающий» источник питания, предназначенный для управления верхним транзистором VT1 стойки моста. Когда нижний транзистор VT2 проводит ток, то исток верхнего транзистора VT1 подключается к общему проводу питания, диод VD1 открывается и конденсатор С1 заряжается до напряжения U_C1=U_ПИТ – U_VD1. Наоборот, когда нижний транзистор переходит в закрытое состояние и начинает открываться верхний транзистор VT2, диод VD1 оказывается подпертым обратным напряжением силового источника питания. В результате этого выходной каскад драйвера начинает питаться исключительно разрядным током конденсатора С1. Таким образом, конденсатор С1 постоянно «гуляет» между общим проводом схемы и проводом силового источника питания (точка 1). При использовании драйвера IR2110 с бутстрепным питанием особое внимание следует обратить на выбор элементов высоковольтного «плавающего» источника. Диод VD1 должен выдерживать большое обратное напряжение (в зависимости от силового источника питания схемы), допустимый прямой ток примерно 1 А, время восстановления t_rr=10-100 нс, т.е быть быстродействующим. В литературе рекомендуется диод SF28 (600 В, 2 А, 35 нс), а также диоды UF 4004…UF 4007, UF 5404…UF 5408, HER 105… HER 108, HER 205…HER 208 и другие классы “ultra — fast” . Схема драйвера выполнена таким образом, что высокому логическому уровню сигнала на любом входе HIN и LIN соответствует такой же уровень на его выходе HO и LO (см. рис. 3.1 б, драйвер синфазный). Появление высокого уровня логического сигнала на входе SD приводит к запиранию транзисторов стойки моста. Данную микросхему целесообразно использовать для управления ключами инвертора с ШИМ–регулированием выходного напряжения. При этом необходимо помнить, что в СУ необходимо обязательно предусмотреть временные задержки («мертвое» время) с целью предотвращения сквозных токов при коммутации транзисторов стойки моста (VT1, VT2 и VT3,VT4, рис 1.1). Емкость С1 – это бутстрепная емкость, минимальная величина которой может рассчитываться по формуле [8]: _. где Q₃ – величина заряда затвора мощного ключа (справочная величина); I_пит – ток потребления драйвера в статическом режиме (справочная величина, обычно I_пит≈ I_Gcт мощного ключа); Q₁ – циклическое изменение заряда драйвера (для 500-600 — вольтных драйверов 5 нК); V_п – напряжение питания схемы драйвера; – падение напряжения на бутстрепном диоде VD1; Т – период коммутации мощных ключей. Рис.3.1. Типовая схема включения драйвера IR2110 (а) и временные диаграммы его сигналов на входах и выходах (б) V_DD – питание логики микросхемы; V_SS – общая точка логической части драйвера; HIN, LIN – логические входные сигналы, управляющие верхним и нижним транзисторами соответственно; SD – логический вход отключения драйвера; V_CC – напряжение питания драйвера; COM – отрицательный полюс источника питания V_CC; HO, LO – выходные сигналы драйвера, управляющие верхним и нижним транзисторами соответственно; V_B –напряжение питания высоковольтного «плавающего» источника; V_S – общая точка отрицательного полюса высоковольтного «плавающего» источника. Полученное значение бутстрепной емкости необходимо увеличить в 10-15 раз (обычно С в пределах 0,1-1 мкФ). Это должна быть высокочастотная емкость с малым током утечки (в идеале – танталовая). Резисторы R_G1, R_G2 определяют время включения мощных транзисторов, а диоды VD_G1 и VD_G2, шунтируя эти резисторы, уменьшают время выключения до минимальных величин. Резисторы R₁, R₂ имеют небольшую величину (до 0,5 Ом) и выравнивают разброс омических сопротивлений вдоль общей шины управления (обязательны, если мощный ключ – параллельное соединение менее мощных транзисторов). При выборе драйвера для мощных транзисторов необходимо учитывать:

1. Закон управления мощными транзисторами:

— для симметричного закона подходят драйверы верхнего и нижнего ключа и драйверы полумостов; — для несимметричного закона необходимы драйверы верхнего и нижнего ключа с независимым управлением каждого мощного ключа. Для несимметричного закона не подходят драйверы с трансформаторной гальванической развязкой.

1. Параметры мощного ключа (I_к или I_стока).

Обычно применяют приближенный подход: — I_{вых дрmax}=2 А может управлять мощным VT с током до 50 А; — I_{вых дрmax}=3 А – управлять мощным VT с током до 150 А (иначе время включения и выключения значительно возрастает и увеличиваются мощностные потери на переключение), т.е. высококачественный транзистор при ошибочном выборе драйвера теряет свои основные достоинства.

1. Учет дополнительных функций.

Фирмы выпускают драйверы с многочисленными сервисными функциями: — различные защиты мощного ключа; — защита от понижения напряжения питания драйвера; — с встроенными бутстрепными диодами; — с регулируемым и нерегулируемым временем задержки включения мощного VT по отношению к моменту выключения другого (борьба со сквозными токами в полумосте); — со встроенной или отсутствующей гальванической развязкой. В последнем случае на входе драйвера необходимо подключить микросхему гальванической развязки (чаще всего – высокочастотная диодная оптопара); — синфазные или противофазные; — питание драйверов (бутстрепный вид питания или необходимы три гальванически развязанных источника питания). При равноценности нескольких типов драйверов следует отдать предпочтение тем, которые коммутируют ток затвора мощных транзисторов с помощью биполярных VT. Если эту функцию выполняют полевые транзисторы, то могут быть отказы в работе драйвера при определенных обстоятельствах (перегрузках) за счет триггерного эффекта «защелкивания». После выбора типа драйвера (и его данных) необходимы мероприятия по борьбе со сквозными токами в полумосте. Стандартный способ – выключение мощного ключа мгновенно, а включение запертого – с задержкой. Для этой цели применяют диоды VD_G1 и VD_G2, которые при закрывании VT шунтируют затворные резисторы, и процесс выключения будет быстрее, чем отпирание. Кроме шунтирования затворных резисторов R_G1 и R_G2 с помощью диодов (VD_G1, VD_G2, рис.3.1) для борьбы со сквозными токами в П-схеме мощного каскада фирмы выпускают интегральные драйверы, ассиметричные по выходному току включения VT I_{др выхmах вкл} и выключения I_{др выхmах выкл} (например I_{др выхmах вкл}=2А, I_{др выхmах выкл}=3А). Этим задаются ассиметричные выходные сопротивления микросхемы, которые включены последовательно с затворными резисторами R_G1 и R_G2. _,. где все величины в формулах – справочные данные конкретного драйвера. Для симметричного (по токам) драйвера справедливо равенство . Итак, для предотвращения возникновения сквозных токов необходимо подобрать суммарную величину сопротивлений в цепи затвора (за счет , и, соответственно, регулируя ток заряда затворной емкости VT), задержку включения транзистора больше или равным времени, затрачиваемое на закрывание VT где – время спада тока стока (справочная величина); – время запаздывания начала выключения VT по отношению к моменту подачи на затвор запирающего напряжения, зависящее от величины разрядного тока затвора (соответственно он зависит от суммарного сопротивления в цепи затвора). При шунтирующих затворных диодах (VD_G1, VD_G2, рис.3.1) ток разряда однозначно определяется сопротивлением . Поэтому для определения решают следующую пропорцию (соответствует) – (соответствует) – Отсюда Если скорректированная величина будет на порядок больше , то это свидетельствует некорректному выбору типа драйвера по мощности (большое ) и этим корректируется в худшую сторону быстродействие мощных ключей. Для окончательного определения величины можно воспользоваться техническими справочными данными мощного VT. Для этого составляется пропорция (соответствует) – (соответствует) – Отсюда (Если решение дает значение R_G1 с отрицательным знаком, то задержку на включение будет с запасом обеспечивать выходное сопротивление драйвера). Для облегчения борьбы со сквозными токами некоторые производители уже на стадии изготовления добиваются того, чтобы t_выкл< t_вкл (например, сборка – полумост СМ35084-5F фирмы Mitsubishi Elektric с динамическими параметрами: t_{з вкл}=1,1 мс, t_вкл=2,4 мс, t_{з выкл}=0,9 мс, t_выкл=0,5 мс). Диоды VD_G1 и VD_G2 должны быть высокочастотными и выдерживать с запасом напряжение питания драйвера. Можно для борьбы со сквозными токами (для симметричного закона управления) выбрать нужный полумостовой драйвер (если он подходит по другим параметрам), у которого время задержки регулируется в диапазоне 0,4…5 мкс (например, драйверы фирмы IR типа IR2184 или IR21844), если их задержка больше или равна величине t_выкл. В заключение стоит заметить, что фирмы вместо старых модификаций драйверов выпускают новые типы, которые совместимы со старыми, но могут иметь дополнительные сервисные функции (обычно встроенные бутстрепные диоды, вернее, бутстрепные транзисторы, выполняющие функцию диодов, которые раньше отсутствовали). Например, драйвер IR2011 снят с производства и взамен его введен новый IRS2011 или IR2011S (в разных пособиях неоднозначная запись).

Драйвер транзистора что это

Типы интегральных драйверов MOSFET и IGBT транзисторов

Интегральные драйверы – это специализированные микросхемы для управления MOSFET и IGBT транзисторами. На их входы поступают управляющие сигналы с ШИМ-контроллеров, а их выходные каскады обеспечивают большие импульсные токи (сотни миллиампер — единицы ампер), необходимые для быстрого переключения транзисторов из проводящего состояния в непроводящее и наоборот. То есть фактически они являются усилителями управляющих сигналов по току работающими в импульсном режиме. Это основная функция драйверов. Кроме этого интегральные драйверы могут также совмещать функции инверсии сигнала, обеспечения фазового сдвига, а также функции защиты силового ключа от перегрузки по току. Интегральные драйверы подразделяются в зависимости от топологии преобразователя и расположения ключа, которым они управляют на несколько типов [Современные высоковольтные драйверы MOSFET- и IGBT-транзисторов International Rectifier. Андрей Никитин. Электронные компоненты № 11, 2009. с. 67-71]:

— драйверы нижнего ключа (Low Side Drivers);

— драйверы верхнего ключа (High Side Drivers);

— драйверы полумостовой схемы (Half-Bridge Drivers);

— независимые драйверы верхнего и нижнего ключа совмещённые (High and Low SideDriver).

— изолированные драйверы с оптической развязкой;

— изолированные драйверы с трансформаторной развязкой.

Кроме этого существуют специализированные драйверы однофазного моста и драйверы трёхфазного моста, являющиеся комбинацией двух и трех полумостовых драйверов.

Драйверы нижнего ключа (Low Side Drivers)

Драйверы нижнего ключа используются для управления транзистором относительно уровня «земли». То есть когда исток MOSFET или эмиттер IGBT «сидит» на общей «земле» всей схемы. Это нижние ключи полумостовых и мостовых преобразователей, ключевые элементы обратноходовых (хотя драйверы там особо не нужны), прямоходовых преобразователей, повышающих и инвертирующих импульсных стабилизаторов. Это самые простые по конструкции внутреннего устройства драйверы, имеющие минимальные, по сравнению с другими классами проходные задержки на передачу сигнала от входа к выходу.

Внутренняя структура драйвера нижнего ключа представлена на рисунке GD.1. В общем случае драйвер нижнего ключа содержит: выходной каскад на MOSFET и/или биполярных транзисторах, предусилитель управляющий транзисторами выходного каскада и входной каскад (с возможной функцией гистерезиса по входному напряжению для повышения помехоустойчивости). В качестве примера на рисунке GD.1 представлена внутренняя структура драйверов нижнего ключа серии IR442х и UCC37ххх.

Драйверы верхнего ключа (High Side Drivers)

Драйверы верхнего ключа используются для управления транзистором относительно «плавающего» уровня. Как правило, исток MOSFET или эмиттер IGBT «сидит» на выходном «осциллирующем» уровне схемы преобразователя. Это верхние ключи полумостовых и мостовых преобразователей, ключевые элементы понижающих стабилизаторов (типа чоппер), ключи корректоров коэффициента мощности, верхние ключи косых полумостов и т.д.

Драйверы верхнего ключа обязательно содержит в своем составе схему сдвига уровня. Это обусловлено тем, что управляющие импульсы подаются на вход относительно уровня «земли», а выходной каскад драйвера подключен к плавающему уровню. То есть необходимо транслировать управление снизу вверх. Схема сдвига уровня вносит дополнительные задержки и поэтому временные задержки у драйверов верхнего ключа выше, чем у драйверов нижнего ключа. Драйверы верхнего ключа имеют два входа для напряжения питания: одно для питания входного каскада и схемы сдвига уровня, другое для питания выходного каскада.

Внутренняя структура драйвера верхнего ключа представлена на рисунке GD.2:

В общем случае драйвер нижнего ключа содержит: выходной каскад на MOSFETтранзисторах, предусилитель управляющий транзисторами выходного каскада, схема сдвига уровня и входной каскад (с возможной функцией гистерезиса по входному напряжению для повышения помехоустойчивости). Кроме этого стандартом «де факто» является блок защиты от пониженного напряжения питания выходного каскада.

Независимые драйверы верхнего и нижнего ключа совмещённые (

High and LowSide Driver)

Для управления полумостовыми и мостовыми преобразователями удобно использовать драйверы, совмещающие в одном корпусе драйверы верхнего и нижнего ключей. В общем случае совмещенные драйверы содержат в своем составе драйвер верхнего ключа, драйвер нижнего ключа, схемы сдвига уровня и схемы временной задержки (та самая, которая формирует deadtime) – рисунок GD.3. Кроме этого совмещенные драйверы содержат, как правило, вход стробирования, отключающий оба драйвера. Входы для управления верхним и нижним каналами могут быть как совмещенными в одном, так и раздельными.

Драйверы полумоста (Half-bridge Driver)

Для управления полумостовыми и мостовыми преобразователями удобно использовать специализированные драйверы, совмещающие в одном корпусе драйверы нижнего и верхнего ключей. Драйверы содержат в своем составе драйвер верхнего ключа, драйвер нижнего ключа, схемы сдвига уровня и схемы временной задержки (та самая, которая формирует deadtime) – рисунок GD.4. Кроме этого драйверы содержат, как правило, вход стробирования, отключающий оба драйвера. Входы для управления верхним и нижним каналами могут быть как совмещенными в одном, так и раздельными.

Изолированные оптические драйверы силовых ключей

При необходимости полной гальванической развязки при управлении силовым ключом используют специализированные оптические драйверы силовых ключей. Оптодрайвер содержит в своем составе быстродействующий оптрон и собственно драйвер с мощным выходным каскадом. Ключевыми преимуществами является возможность полной гальванической развязки, что важно в случае исток MOSFET (эмиттер IGBT) управляемого транзистора «плавает» в широких пределах. Это обеспечивает некоторую независимость силовой цепи от цепи от цепи управления и повышает ремонтопригодность в случае критических проблем в силовой части. Недостатками являются существенно большие временные задержки, по сравнению с неизолированными драйверами (сотни наносекунд по сравнению с десятками) и необходимость обеспечения питания силовой части драйвера с помощью отдельного гальваноразвязанного маломощного источника напряжения. В качестве последнего могут быть использованы дешевые flyback-преобразователи или низкочастотные трансформаторы с выпрямителем и стабилизатором. Представленные преимущества и недостатки определяют основную область использования оптических драйверов – управление IGBT-транзисторами на небольших частотах – до 20-50 кГц.

При необходимости специальных применений можно использовать совмещение быстродействующей оптопары (предназначенной для использования в волоконных линиях связи) и обычного драйвера нижнего ключа.

Основные параметры интегральных драйверов:

Основные параметры интегральных драйверов представлены в таблице GD.1.

Таблица GD.1 — Основные параметры интегральных драйверов

№	Обозначение	Наименование	ENG-наименование	Описание
1	IO+	Максимальный «вытекающий» ток драйвера	Output high short circuit pulsed current	Ток выходного каскада драйвера во включенном состоянии при условии короткого замыкания на выходе
2	IO-	Максимальный «втекающий» ток драйвера	Output low short circuit pulsed current	Ток выходного каскада драйвера в включенном состоянии при условии что на выходе драйвера уровень напряжения питания
3	VS	Максимальное напряжение питания драйвера	Fixed supply voltage	Максимальная величина напряжения питания драйвера
4	VO	Максимальное выходное напряжение драйвера	Output voltage	Максимальная величина напряжения на выходе драйвера (связана с входным напряжением)
5	PD	Максимальная рассеиваемая мощность	Package power dissipation	Максимальная мощность, рассеваемая корпусом драйвера
6	VIH	Пороговое напряжение логической единицы	Logic “1” input voltage	Пороговый уровень входного напряжения выше которого драйвер переходит в состояние «включено»
7	VIL	Пороговое напряжение логического нуля	Logic “0” input voltage	Пороговый уровень входного напряжения ниже которого драйвер переходит в состояние «выключено». При отсутствии гистерезиса по входу VIH = VIL = VIN_H (logic 1 input threshold)
8	IIN+	Входной ток управляющего сигнала в состоянии включено	Logic “1” input bias current (OUT=HI)	Максимальный уровень входного тока входа управления в состоянии «включено»
9	IIN-	Выходной ток управляющего сигнала в состоянии включено	Logic “0” input bias current (OUT=LO)	Максимальный уровень выходного тока входа управления в состоянии «выключено»
10	IQS	Ток покоя драйвера	Quiescent Vs supply current	Ток собственного потребления интегрального драйвера
11	td1	Задержка передачи сигнала включения	Turn-on propagation delay	Время от перехода входным сигналом порогового уровня до начала нарастания (10% или 20% от уровня) напряжения на выходе драйвера
12	td2	Задержка передачи сигнала выключения	Turn-off propagation delay	Время от перехода входным сигналом порогового уровня до начала спада (90% или 80% от уровня) напряжения на выходе драйвера
13	tr	Длительность фронта нарастания импульса	Turn-on rise time	Время нарастания напряжения на выходе драйвера от 10% или 20% до 90 % или 80% от максимума
14	tf	Длительность фронта спада импульса	Turn-off fall time	Время спада напряжения на выходе драйвера от 90% или 80% до 10 % или 20% от максимума

Для драйверов верхнего ключа, а также совмещённых и полумостовых драйверов кроме перечисленных существует ряд дополнительных параметров:

Таблица GD.2 Специфические параметры совмещённых и полумостовых драйверов интегральных драйверов

№	Обозначение	Наименование	ENG-наименование	Описание
1	VB	Максимальное напряжение смещения питания выходного каскада	High Side Floating Supply Voltage	Максимальное напряжение между уровнем напряжения питания выходного каскада с «плавающим» потенциалом и уровнем «земли»
2	VS	Максимальное напряжение смещения	High Side Floating Offset Voltage	Максимальное напряжение между нижним уровнем выходного каскада (исток или эмиттер верхнего транзистора), средняя точка полумоста и «землей»
3	dVs/dt	Максимальная скорость нарастания напряжения на плавающем электроде	Allowable Offset Supply Voltage Transient	Максимальное значение скорости нарастания напряжения на плавающем электроде. При превышении это скорости возможно паразитное открывание драйвера и сквозной ток в силовой части.
4	VS_neg	Максимальное отрицательное напряжение плавающего потенциала	Maximum VS Negative Offset	Максимальная величина отрицательного напряжения плавающего потенциала относительно уровня «земли». Этот параметр характеризует стойкость микросхемы к защелкиванию, которая возникает при работе на индуктивную нагрузку. Чем больше тем лучше. Обычно указывается в справочных листках в формате графика зависимости от напряжения питания выходного каскада (Maximum VS Negative Offset vs. Supply Voltage).

Дополнительные функции драйверов

— Дифференциальные входы. Иногда входы драйверов делают дифференциальными с целью увеличения возможностей управления (важно для контроллеров моторов).

— Блокировка при уменьшении напряжения питания ниже порогового уровня (UVLO — Under Voltage Lock-Out threshold). Пониженное напряжение питания выходного каскада может привести к росту динамических потерь или его переходу в активный режим, что вызовет быстрый выход его из строя.

— Защита от короткого замыкания. Суть защиты заключается в непрерывном контроле тока истока MOSFET (или эмиттера у IGBT) либо путем использования низкоиндуктивных шунтов, включающихся в цепь истока (эмиттера), либо путем контроля напряжения на открытом ключе. Драйвер с функцией защиты от короткого замыкания с использованием шунта содержит вход контроля тока и внутренний компаратор, аварийно выключающий ключ при превышении током установленного значения. Если контроль короткого замыкания осуществляется по напряжению на стоке (коллекторе), то драйвер содержит дополнительный вывод, соединяемый как правило через диод со стоком (коллектором) и аналогичную компараторную схему, аварийно выключающую силовой ключ [Драйверы силовых ключей. Георгий Волович. СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА. № 8. 2007. с. 32-40].

— Формирование временной задержки. Для предотвращения возможных сквозных токов драйверах полумостовых схем может присутствовать функция формирования временной задержки между каналами управления верхнего и нижнего ключей (рисунок GD.5). Задержка нужна для того чтобы дать одному из ключей выключится прежде чем начнет включаться второй. Длительностью задержки, как правило, можно управлять.

Управление мощной нагрузкой

На практике часто возникает необходимость управлять при помощи цифровой схемы (например, микроконтроллера) каким-то мощным электрическим прибором. Это может быть мощный светодиод, потребляющий большой ток, или прибор, питающийся от электрической сети. Рассмотрим типовые решения этой задачи.

Виды управления

Будем считать, что нам нужно только включать или выключать нагрузку с низкой частотой. Части схем, решающие эту задачу, называют ключами. ШИМ-регуляторы, диммеры и прочее рассматривать не будем (почти).

Условно можно выделить 3 группы методов:

1. Управление нагрузкой постоянного тока.
   • Транзисторный ключ на биполярном транзисторе.
   • Транзисторный ключ на МОП-транзисторе (MOSFET).
   • Транзисторный ключ на IGBT.
2. Управление нагрузкой переменного тока.
   • Тиристорный ключ.
   • Симисторный ключ.
3. Универсальный метод.
   • Реле.

Выбор способа управления зависит как от типа нагрузки, так и от вида применяемой цифровой логики. Если схема построена на ТТЛ-микросхемах, то следует помнить, что они управляются током, в отличие от КМОП, где управление осуществляется напряжением. Иногда это важно.

Ключ на биполярном транзисторе

Простейший ключ

Простейший ключ на биполярном транзисторе проводимости n-p-n выглядит следующим образом.

Вход слева подключается к цифровой схеме. Если у нас цифровая схема построена на основе КМОП-логики с двухтактным («push-pull») выходом, то логическая «1» фактически означает подключение этого входа к питанию, а логический «0» — к земле.

Таким образом, при подаче «1» на вход нашей схемы ток от источника питания потечёт через резистор R1, базу и эмиттер на землю. При этом транзистор откроется (если, конечно, ток достаточно большой), и ток сможет идти через переход коллектор — эмиттер, а значит и через нагрузку.

Резистор R1 играет важную роль — он ограничивает ток через переход база — эмиттер. Если бы его не было, ток не был бы ничем ограничен и просто испортил бы управляющую микросхему (ведь именно она связывает линию питания с транзистором).

Максимальный ток через один выход микроконтроллера обычно ограничен значением около 25 мА (для STM32). В интернете можно встретить утверждения, что микроконтроллеры AVR выдерживают ток в 200 мА, но это относится ко всем выводам в сумме. Предельное допустимое значение тока на один вывод примерно такое же — 20-40 мА.

Это, кстати, означает, что подключать светодиоды напрямую к выводам нельзя. Без токоограничивающих резисторов, микросхема просто сгорит, а с ними светодиодам не будет хватать тока, чтобы светить ярко.

Обратите внимание, что нагрузка (LOAD) подключена к коллектору, то есть «сверху». Если подключить её «снизу», у нас возникнет несколько проблем.

Допустим, мы хотим при помощи 5 В (типичное значение для цифровых схем) управлять нагрузкой в 12 В. Это значит, что на базе мы можем получить максимум 5 В. А с учётом падения напряжения на переходе база — эмиттер, на эмиттере будет напряжение ещё меньше. Если падение напряжения на переходе равно 0,7 В,то получаем, что на нагрузку остаётся только 4,3 В, чего явно недостаточно. Если это, например, реле, оно просто не сработает. Напряжение не может быть выше, иначе тока через базу вообще не будет. Наличие падения напряжения на нагрузке также приведёт к уменьшению тока через базу.

Для расчёта сопротивления R1 нужно вспомнить соотношение для упрощённой модели транзистора:

Коэффициент \(\beta\) — это коэффициент усиления по току. Его ещё обозначают \(h_\) или \(h_\). У разных транзисторов он разный.

Зная мощность нагрузки \(P\) и напряжение питания \(V\), можно найти ток коллектора, а из него и ток базы:

По закону Ома получаем:

Коэффициент \(\beta\) не фиксированная величина, он может меняться даже для одного транзистора в зависимости от режима работы, поэтому лучше брать значение тока базы при расчёте чуть больше, чтобы был запас по току коллектора. Главное помнить, что ток базы не должен превышать предельно допустимое для микросхемы.

Также важно при выборе модели транзистора помнить о предельном токе коллектора и напряжении коллектор — эмиттер.

Ниже как пример приведены характеристики некоторых популярных транзисторов с проводимостью n-p-n.

Модель	\(\beta\)	\(\max\ I_\)	\(\max\ V_\)
КТ315Г	50…350	100 мА	35 В
КТ3102Е	400…1000	100 мА	50 В
MJE13002	25…40	1,5 А	600 В
2SC4242	10	7 А	400 В

Модели выбраны случайно, просто это транзисторы, которые легко найти или откуда-то выпаять. Для ключа в рассматриваемой схеме, конечно, можно использовать любой n-p-n-транзистор, подходящий по параметрам и цене.

Доработка схемы

Если вход схемы подключен к push-pull выходу, то особой доработки не требуется. Рассмотрим случай, когда вход — это просто выключатель, который либо подтягивает базу к питанию, либо оставляет её «висеть в воздухе». Тогда для надёжного закрытия транзистора нужно добавить ещё один резистор, выравнивающий напряжение между базой и эмиттером.

Кроме того, нужно помнить, что если нагрузка индуктивная, то обязательно нужен защитный диод. Дело в том, что энергия, запасённая магнитным полем, не даёт мгновенно уменьшить ток до нуля при отключении ключа. А значит, на контактах нагрузки возникнет напряжение обратной полярности, которое легко может нарушить работу схемы или даже повредить её.

Совет касательно защитного диода универсальный и в равной степени относится и к другим видам ключей.

Если нагрузка резистивная, то диод не нужен.

В итоге усовершенствованная схема принимает следующий вид.

Резистор R2 обычно берут с сопротивлением, в 10 раз большим, чем сопротивление R1, чтобы образованный этими резисторами делитель не понижал слишком сильно напряжение между базой и эмиттером.

Для нагрузки в виде реле можно добавить ещё несколько усовершенствований. Оно обычно кратковременно потребляет большой ток только в момент переключения, когда тратится энергия на замыкание контакта. В остальное время ток через него можно (и нужно) ограничить резистором, так как удержание контакта требует меньше энергии.

Для этого можно применить схему, приведённую ниже.

В момент включения реле, пока конденсатор C1 не заряжен, через него идёт основной ток. Когда конденсатор зарядится (а к этому моменту реле перейдёт в режим удержания контакта), ток будет идти через резистор R2. Через него же будет разряжаться конденсатор после отключения реле.

Ёмкость C1 зависит от времени переключения реле. Можно взять, например, 10 мкФ.

С другой стороны, ёмкость будет ограничивать частоту переключения реле, хоть и на незначительную для практических целей величину.

Пример расчёта простой схемы

Пусть, например, требуется включать и выключать светодиод с помощью микроконтроллера. Тогда схема управления будет выглядеть следующим образом.

Пусть напряжение питания равно 5 В.

Характеристики (рабочий ток и падение напряжения) типичных светодиодов диаметром 5 мм можно приблизительно оценить по таблице.

Цвет	\(I_\)	\(V_\)
Красный	20 мА	1,9 В
Зеленый	20 мА	2,3 В
Желтый	20 мА	2,1 В
Синий (яркий)	75 мА	3,6 В
Белый (яркий)	75 мА	3,6 В

Пусть используется белый светодиод. В качестве транзисторного ключа используем КТ315Г — он подходит по максимальному току (100 мА) и напряжению (35 В). Будем считать, что его коэффициент передачи тока равен \(\beta = 50\) (наименьшее значение).

Итак, если падение напряжения на диоде равно \(V_ = 36\,\textrm\), а напряжение насыщения транзистора \(V_ = 04\,\textrm\) то напряжение на резисторе R2 будет равно \(V_ = 50 — 36 — 04 = 1\,\textrm\). Для рабочего тока светодиода \(I_ = 0075\,\textrm\) получаем

Значение сопротивление было округлено, чтобы попасть в ряд E12.

Для тока \(I_ = 0075\,\textrm\) управляющий ток должен быть в \(\beta = 50\) раз меньше:

Падение напряжения на переходе эмиттер — база примем равным \(V_ = 07\,\textrm\).

Сопротивление округлялось в меньшую сторону, чтобы обеспечить запас по току.

Таким образом, мы нашли значения сопротивлений R1 и R2.

Транзистор Дарлингтона

Если нагрузка очень мощная, то ток через неё может достигать нескольких ампер. Для мощных транзисторов коэффициент \(\beta\) может быть недостаточным. (Тем более, как видно из таблицы, для мощных транзисторов он и так невелик.)

В этом случае можно применять каскад из двух транзисторов. Первый транзистор управляет током, который открывает второй транзистор. Такая схема включения называется схемой Дарлингтона.

В этой схеме коэффициенты \(\beta\) двух транзисторов умножаются, что позволяет получить очень большой коэффициент передачи тока.

Для повышения скорости выключения транзисторов можно у каждого соединить эмиттер и базу резистором.

Сопротивления должны быть достаточно большими, чтобы не влиять на ток база — эмиттер. Типичные значения — 5…10 кОм для напряжений 5…12 В.

Выпускаются транзисторы Дарлингтона в виде отдельного прибора. Примеры таких транзисторов приведены в таблице.

Модель	\(\beta\)	\(\max\ I_\)	\(\max\ V_\)
КТ829В	750	8 А	60 В
BDX54C	750	8 А	100 В

В остальном работа ключа остаётся такой же.

Ключ на полевом транзисторе

Простейший ключ

В дальнейшем полевым транзистором мы будет называть конкретно MOSFET, то есть полевые транзисторы с изолированным затвором (они же МОП, они же МДП). Они удобны тем, что управляются исключительно напряжением: если напряжение на затворе больше порогового, то транзистор открывается. При этом управляющий ток через транзистор пока он открыт или закрыт не течёт. Это значительное преимущество перед биполярными транзисторами, у которых ток течёт всё время, пока открыт транзистор.

Также в дальнейшем мы будем использовать только n-канальные MOSFET (даже для двухтактных схем). Это связано с тем, что n-канальные транзисторы дешевле и имеют лучшие характеристики.

Простейшая схема ключа на MOSFET приведена ниже.

Опять же, нагрузка подключена «сверху», к стоку. Если подключить её «снизу», то схема не будет работать. Дело в том, что транзистор открывается, если напряжение между затвором и истоком превышает пороговое. При подключении «снизу» нагрузка будет давать дополнительное падение напряжения, и транзистор может не открыться или открыться не полностью.

Несмотря на то, что MOSFET управляется только напряжением и ток через затвор не идёт, затвор образует с подложкой паразитный конденсатор. Когда транзистор открывается или закрывается, этот конденсатор заряжается или разряжается через вход ключевой схемы. И если этот вход подключен к push-pull выходу микросхемы, через неё потечёт довольно большой ток, который может вывести её из строя.

При управлении типа push-pull схема разряда конденсатора образует, фактически, RC-цепочку, в которой максимальный ток разряда будет равен

где \(V\) — напряжение, которым управляется транзистор.

Таким образом, достаточно будет поставить резистор на 100 Ом, чтобы ограничить ток заряда — разряда до 10 мА. Но чем больше сопротивление резистора, тем медленнее он будет открываться и закрываться, так как постоянная времени \(\tau = RC\) увеличится. Это важно, если транзистор часто переключается. Например, в ШИМ-регуляторе.

Основные параметры, на которые следует обращать внимание — это пороговое напряжение \(V_\), максимальный ток через сток \(I_D\) и сопротивление сток — исток \(R_\) у открытого транзистора.

Ниже приведена таблица с примерами характеристик МОП-транзисторов.

Модель	\(V_	\)	\(\max\ I_D\)	\(\max\ R_\)
2N7000	3 В	200 мА	5 Ом
IRFZ44N	4 В	35 А	0,0175 Ом
IRF630	4 В	9 А	0,4 Ом
IRL2505	2 В	74 А	0,008 Ом

Для \(V_\) приведены максимальные значения. Дело в том, что у разных транзисторов даже из одной партии этот параметр может сильно отличаться. Но если максимальное значение равно, скажем, 3 В, то этот транзистор гарантированно можно использовать в цифровых схемах с напряжением питания 3,3 В или 5 В.

Сопротивление сток — исток у приведённых моделей транзисторов достаточно маленькое, но следует помнить, что при больших напряжениях управляемой нагрузки даже оно может привести к выделению значительной мощности в виде тепла.

Схема ускоренного включения

Как уже было сказано, если напряжение на затворе относительно истока превышает пороговое напряжение, то транзистор открывается и сопротивление сток — исток мало. Однако, напряжение при включении не может резко скакнуть до порогового. А при меньших значениях транзистор работает как сопротивление, рассеивая тепло. Если нагрузку приходится включать часто (например, в ШИМ-контроллере), то желательно как можно быстрее переводить транзистор из закрытого состояния в открытое и обратно.

Относительная медленность переключения транзистора связана опять же с паразитной ёмкостью затвора. Чтобы паразитный конденсатор зарядился как можно быстрее, нужно направить в него как можно больший ток. А так как у микроконтроллера есть ограничение на максимальный ток выходов, то направить этот ток можно с помощью вспомогательного биполярного транзистора.

Кроме заряда, паразитный конденсатор нужно ещё и разряжать. Поэтому оптимальной представляется двухтактная схема на комплементарных биполярных транзисторах (можно взять, например, КТ3102 и КТ3107).

Ещё раз обратите внимание на расположение нагрузки для n-канального транзистора — она расположена «сверху». Если расположить её между транзистором и землёй, из-за падения напряжения на нагрузке напряжение затвор — исток может оказаться меньше порогового, транзистор откроется не полностью и может перегреться и выйти из строя.

Драйвер полевого транзистора

Если всё же требуется подключать нагрузку к n-канальному транзистору между стоком и землёй, то решение есть. Можно использовать готовую микросхему — драйвер верхнего плеча. Верхнего — потому что транзистор сверху.

Выпускаются и драйверы сразу верхнего и нижнего плеч (например, IR2151) для построения двухтактной схемы, но для простого включения нагрузки это не требуется. Это нужно, если нагрузку нельзя оставлять «висеть в воздухе», а требуется обязательно подтягивать к земле.

Рассмотрим схему драйвера верхнего плеча на примере IR2117.

Схема не сильно сложная, а использование драйвера позволяет наиболее эффективно использовать транзистор.

IGBT

Ещё один интересный класс полупроводниковых приборов, которые можно использовать в качестве ключа — это биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT).

Они сочетают в себе преимущества как МОП-, так и биполярных транзисторов: управляются напряжением, имеют большие значения предельно допустимых напряжений и токов.

Управлять ключом на IGBT можно так же, как и ключом на MOSFET. Из-за того, что IGBT применяются больше в силовой электронике, они обычно используются вместе с драйверами.

Например, согласно даташиту, IR2117 можно использовать для управления IGBT.

Пример IGBT — IRG4BC30F.

Управление нагрузкой переменного тока

Все предыдущие схемы отличало то, что нагрузка хоть и была мощной, но работала от постоянного тока. В схемах была чётко выраженные земля и линия питания (или две линии — для контроллера и нагрузки).

Для цепей переменного тока нужно использовать другие подходы. Самые распространённые — это использование тиристоров, симисторов и реле. Реле рассмотрим чуть позже, а пока поговорим о первых двух.

Тиристоры и симисторы

Тиристор — это полупроводниковый прибор, который может находится в двух состояниях:

• открытом — пропускает ток, но только в одном направлении,
• закрытом — не пропускает ток.

Так как тиристор пропускает ток только в одном направлении, для включения и выключения нагрузки он подходит не очень хорошо. Половину времени на каждый период переменного тока прибор простаивает. Тем не менее, тиристор можно использовать в диммере. Там он может применяться для управления мощностью, отсекая от волны питания кусочек требуемой мощности.

Симистор — это, фактически двунаправленный тиристор. А значит он позволяет пропускать не полуволны, а полную волну напряжения питания нагрузки.

Открыть симистор (или тиристор) можно двумя способами:

• подать (хотя бы кратковременно) отпирающий ток на управляющий электрод;
• подать достаточно высокое напряжение на его «рабочие» электроды.

Второй способ нам не подходит, так как напряжение питания у нас будет постоянной амплитуды.

После того, как симистор открылся, его можно закрыть поменяв полярность или снизив ток через него то величины, меньшей чем так называемый ток удержания. Но так как питание организовано переменным током, это автоматически произойдёт по окончании полупериода.

При выборе симистора важно учесть величину тока удержания (\(I_H\)). Если взять мощный симистор с большим током удержания, ток через нагрузку может оказаться слишком маленьким, и симистор просто не откроется.

Симисторный ключ

Для гальванической развязки цепей управления и питания лучше использовать оптопару или специальный симисторный драйвер. Например, MOC3023M или MOC3052.

Эти оптопары состоят из инфракрасного светодиода и фотосимистора. Этот фотосимистор можно использовать для управления мощным симисторным ключом.

В MOC3052 падение напряжения на светодиоде равно 3 В, а ток — 60 мА, поэтому при подключении к микроконтроллеру, возможно, придётся использовать дополнительный транзисторный ключ.

Встроенный симистор же рассчитан на напряжение до 600 В и ток до 1 А. Этого достаточно для управления мощными бытовыми приборами через второй силовой симистор.

Рассмотрим схему управления резистивной нагрузкой (например, лампой накаливания).

Таким образом, эта оптопара выступает в роли драйвера симистора.

Существуют и драйверы с детектором нуля — например, MOC3061. Они переключаются только в начале периода, что снижает помехи в электросети.

Резисторы R1 и R2 рассчитываются как обычно. Сопротивление же резистора R3 определяется исходя из пикового напряжения в сети питания и отпирающего тока силового симистора. Если взять слишком большое — симистор не откроется, слишком маленькое — ток будет течь напрасно. Резистор может потребоваться мощный.

Нелишним будет напомнить, что 230 В в электросети (текущий стандарт для России, Украины и многих других стран) — это значение действующего напряжения. Пиковое напряжение равно \(\sqrt2 \cdot 230 \approx 325\,\textrm\).

Управление индуктивной нагрузкой

При управлении индуктивной нагрузкой, такой как электродвигатель, или при наличии помех в сети напряжение может стать достаточно большим, чтобы симистор самопроизвольно открылся. Для борьбы с этим явлением в схему необходимо добавить снаббер — это сглаживающий конденсатор и резистор параллельно симистору.

Снаббер не сильно улучшает ситуацию с выбросами, но с ним лучше, чем без него.

Керамический конденсатор должен быть рассчитан на напряжение, большее пикового в сети питания. Ещё раз вспомним, что для 230 В — это 325 В. Лучше брать с запасом.

Типичные значения: \(C_1 = 001\,\textrm\), \(R_4 = 33\,\textrm\).

Есть также модели симисторов, которым не требуется снаббер. Например, BTA06-600C.

Примеры симисторов

Примеры симисторов приведены в таблице ниже. Здесь \(I_H\) — ток удержания, \(\max\ I_\) — максимальный ток, \(\max\ V_\) — максимальное напряжение, \(I_\) — отпирающий ток.

Модель	\(I_H\)	\(\max\ I_\)	\(\max\ V_\)	\(I_\)
BT134-600D	10 мА	4 А	600 В	5 мА
MAC97A8	10 мА	0,6 А	600 В	5 мА
Z0607	5 мА	0,8 А	600 В	5 мА
BTA06-600C	25 мА	6 А	600 В	50 мА

Реле

С точки зрения микроконтроллера, реле само является мощной нагрузкой, причём индуктивной. Поэтому для включения или выключения реле нужно использовать, например, транзисторный ключ. Схема подключения и также улучшение этой схемы было рассмотрено ранее.

Реле подкупают своей простотой и эффективностью. Например, реле HLS8-22F-5VDC — управляется напряжением 5 В и способно коммутировать нагрузку, потребляющую ток до 15 А.

Главное преимущество реле — простота использования — омрачается несколькими недостатками:

• это механический прибор и контакты могу загрязниться или даже привариться друг к другу,
• меньшая скорость переключения,
• сравнительно большие токи для переключения,
• контакты щёлкают.

Часть этих недостатков устранена в так называемых твердотельных реле. Это, фактически, полупроводниковые приборы с гальванической развязкой, содержащие внутри полноценную схему мощного ключа.

Заключение

Таким образом, в арсенале у нас достаточно способов управления нагрузкой, чтобы решить практически любую задачу, которая может возникнуть перед радиолюбителем.

Полезные источники

1. Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники. Том 1. — М.: Мир, 1993.
2. Управление мощной нагрузкой переменного тока
3. Управление мощной нагрузкой постоянного тока. Часть 1
4. Управление мощной нагрузкой постоянного тока. Часть 2
5. Управление мощной нагрузкой постоянного тока. Часть 3
6. Щелкаем реле правильно: коммутация мощных нагрузок
7. Управление мощной нагрузкой переменного тока
8. Управление MOSFET-ами #1
9. Современные высоковольтные драйверы MOSFET- и IGBT-транзисторов
10. Ключ на плечо! – особенности применения высоковольтных драйверов производства IR

Редактор схем

Все схемы нарисованы в KiCAD. В последнее время для своих проектов использую именно его, очень удобно, рекомендую. С его помощью можно не только чертить схемы, но и проектировать печатные платы.

Для Чего Нужен Драйвер

Вы можете написать сейчас и зарегистрироваться позже. Если у вас есть аккаунт, авторизуйтесь, чтобы опубликовать от имени своего аккаунта.
Примечание: Ваш пост будет проверен модератором, прежде чем станет видимым.

Поделиться

Последние посетители 0 пользователей онлайн

• Ни одного зарегистрированного пользователя не просматривает данную страницу

Объявления

Сообщения

А С6 живой вообще? Хотя не исключено, что действительно в ОУ проблема. Напряжение на обоих входах как то подозрительно синхронно поднимаются вверх после положительного импульса.

Никак. Кстати было несколько таких, при козе гудят и не срабатывают. Отдал от греха.

В том то и дело, что крутит. И при первом запуске тоже. «сначала подавать питание на HDD» — в т.ч. и с другого блока питания.

Это пищание едва уловимо только в полнейшей тишине и ухом прямо на мультиметре, больше разговоров.

Решил поправить обгоревшее жало, но перестарался и получился тип «К» Фото до лужения, рядом М3 для масштаба.

Не смешно.Со мною что-то подобное тоже бывало. И не раз.

И на 6С19П делал много усилителей. Она такая же кривая. Это сказки рассказывают на сайтах , а ты и веришь. Она даёт кучу гармоник,поэтому у Макарова и нравится звук УНЧ всем. Насыщенное звучание гармоник! Вот ВАХ я нарисовал ,видим насколько кривая синусоида получается.