Какие виды частотной коррекции оу

6.6. Коррекция частотных характеристик

Под коррекцией частотных характеристик будем понимать изменение ЛАЧХ и ЛФЧХ для получения от устройств на ОУ необходимых свойств и, прежде всего, обеспечение устойчивой работы. ОУ обычно используется с цепями ООС, однако при некоторых условиях, из-за дополнительных фазовых сдвигов частотных составляющих сигнала, ООС может превратится в ПОС и усилитель потеряет устойчивость. Поскольку ООС очень глубокая(), то особенно важно обеспечить фазовый сдвиг между входным и выходным сигналом, гарантирующий отсутствие возбуждения.

Ранее на рисунке 6.6 были приведены ЛАЧХ и ЛФЧХ для скорректированного ОУ, по форме эквивалентные ЛАЧХ и ЛФЧХ одиночного усилительного каскада, из которых видно, что максимальный фазовый сдвиг 

Если ОУ состоит из нескольких каскадов (например, трех), каждый из которых имеет скорость спада 20дБ/дек и не содержит цепей коррекции, то его ЛАЧХ и ЛФЧХ имеют более сложную форму (рисунок 6.15) и содержит область неустойчивых колебаний.

Для обеспечения устойчивой работы устройств на ОУ используются внутренние и внешние цепи коррекции, с помощью которых добиваются общего фазового сдвига при разомкнутой цепи ООС менее 135 на максимальной рабочей частоте. При этом автоматически получается, что спад составляет порядка 20дБ/дек.

В качестве критерия устойчивости устройств на ОУ удобно использовать критерий Боде, формулируемый следующим образом: «Усилитель с цепью обратной связи устойчив, если прямая его коэффициента усиления в децибелах пересекает ЛАЧХ на участке со спадом 20дБ/дек». Таким образом, можно заключить, что цепи частотной коррекции в ОУ должны обеспечивать скорость спада () на ВЧ порядка 20дБ/дек.

Цепи частотной коррекции могут быть как встроенные в полупроводниковый кристалл, так и созданными внешними элементами. Простейшая цепь частотной коррекции осуществляется с помощью подключения к выходу ОУ конденсатора достаточно большого номинала. Необходимо, чтобы постоянная временибыла больше, чем. При этом сигналы высоких частот на выходе ОУ будут шунтироватьсяи полоса рабочих частот сузится, большей часть весьма значительно, что является существенным недостатком данного вида коррекции. Полученная в этом случае ЛАЧХ показана на рисунке 6.16.

Спад здесь не будет превышать 20дБ/дек, а сам ОУ будет устойчив при введении ООС, поскольку никогда не превысит 135.

Более совершенны корректирующие цепи интегрирующего (запаздывающая коррекция) и дифференцирующего (опережающая коррекция) типов. В общем виде коррекция интегрирующего типа проявляется аналогично действию корректирующей (нагрузочной) емкости. Корректирующая RC цепь включается между каскадами ОУ (рисунок 6.17).

Резистор является входным сопротивлением каскада ОУ, а сама цепь коррекции содержити. Постоянная времени этой цепи должна быть больше постоянной времени любого из каскадов ОУ. Поскольку цепь коррекции является простейшей однозвеннойRC цепью, то наклон ее ЛАЧХ равен 20дБ/дек, что и гарантирует устойчивую работу усилителя. И в этом случае цепь коррекции сужает полосу рабочих частот усилителя, однако широкая полоса все равно ничего не дает, если усилитель неустойчив.

Устойчивая работа ОУ при относительно широкой полосе обеспечивается коррекцией дифференцирующего типа. Сущность такого способа коррекции ЛАЧХ и ЛФЧХ заключается в том, что ВЧ сигналы проходят внутри ОУ в обход части каскадов (или элементов), обеспечивающих максимальный , ими не усиливаются и не задерживаются по фазе. В результате ВЧ сигналы будут усиливаться меньше, но их малый фазовый сдвиг не приведет к потере устойчивости усилителя. Для реализации коррекции дифференцирующего типа к специальным выводам ОУ подключается корректирующий конденсатор (рисунок 6.18).

Помимо рассмотренных корректирующих цепей известны и другие (см., например [2]). При выборе схем коррекции и номиналов их элементов следует обращаться к справочной литературе (например,[10]).

Частотная коррекция схем с оу

При введении частотной коррекции необходимо сделать так, чтобы при заданном K_ос дополнительный фазовый сдвиг между входным и выходным сигналами был меньше 180 0 .

Для того, чтобы это осуществить, в ОУ имеются специальные выводы для подключения элементов частотной коррекции, например, как это показано на рис. 52.

Рис. 52. Пример подключения корректирующего конденсатора

Рассмотрим, как работает эта простейшая частотная коррекция.

Обычно такое подключение корректирующего конденсатора осуществляется к выходу одного из усилительных каскадов (чаще всего второго), как это показано на рис. 53.

Рис. 53. Внутрисхемное подключение коррекции

При включении С_к на АЧХ скорректированного усилителя появляется новая частота среза, назовем ее частота среза корректирующей цепи ():

Рис. 54. К пояснению частотной коррекции

Так как это цепь первого порядка, то она дает наклон АЧХ . На частоте спад скорректированного усилителя будет определяться и спадом нескорректированного усилителя, поэтому наклон АЧХ станет , но при этом пересечение частотной характеристики K_ос с АЧХ скорректированного усилителя произойдет в более низкочастотной области, чем это было при нескорректированном усилителе. Поэтому дополнительный фазовый сдвиг получается меньше 180 0 и схема будет устойчива. Устойчивость достигается за счет снижения быстродействия.

Основной недостаток рассмотренной коррекции – сильное снижение быстродействия схем. Поэтому наиболее часто используют коррекцию в предвыходном каскаде, которую можно показать на структурной схеме ОУ следующим образом:

Рис. 55. Коррекция в предвыходном каскаде, где

R – выходное сопротивление предпоследнего каскада, R_Ки C_К– элементы коррекции

Для того, чтобы пояснить принцип действия этой коррекции найдем передаточную функцию этого корректирующего устройства следующим образом:

,

где U₁ – входной сигнал корректирующей цепи.

U₂ – выходной сигнал корректирующей цепи.

–передаточная функция корректирующей цепи.

При известном U₁ найдем U₂:

Окончательно получим, что:

.

С точки зрения теории автоматического управления это есть произведение коэффициентов передачи форсирующего и запаздывающего звена (интегро-дифференцирующее звено). При этом запаздывающего звена меньше, чем форсирующего звена, так как они определяются следующим образом:

Тогда работу схемы можно пояснить следующими диаграммами:

Рис. 56. Диаграммы к пояснению коррекции в предвыходном каскаде

При заданном К_ос и использовании нескорректированного усилителя фазовый сдвиг оказывается больше 180 0 и поэтому схема будет неустойчива. После введения элементов частотной коррекции на АЧХ скорректированного усилителя спад начинается с частоты , которая ниже частоты среза первого каскада.

Этот спад АЧХ равен . На этой частоте среза появляется дополнительный фазовый сдвиг  45 0 . С увеличением частоты входного сигнала начинает сказываться действие корректирующей цепи форсирующего типа. И на частоте входного сигнала АЧХ скорректированного усилителя не имеет спада.

Начиная от частоты и выше, спад АЧХ скорректированного усилителя уже определяется АЧХ нескорректированного усилителя. Но при этом частотная характеристика К_ос пересекает АЧХ при более низкой частоте, что дает меньший фазовый сдвиг. Поэтому схема оказывается устойчива.

Рассмотренные коррекции используются в ОУ не имеющих внутреннюю коррекцию.

В ОУ с внутренней частотной коррекцией используется коррекция на эффекте Миллера, который заключается в «кажущемся» увеличении емкости при её включении в цепь отрицательной обратной связи (рис. 57).

Рис. 57. Подключение коррекции в ОУ с внутренней коррекцией

В ОУ внутренний корректирующий конденсатор не больше десятков пФ. Если бы его включили как в предыдущем случае, то частота среза цепи была бы очень большая, что не обеспечило бы устойчивость усилителя. Поэтому его включают в обратную связь одного из усилительных каскадов, как это показано на рис. 58.

Рис. 58. Включение С_к в усилителях с внутренней коррекцией.

Найдем передаточную функцию корректирующей цепи. Второй каскад при этом считаем идеальным усилителем, поэтому:

;

;

;

Подставим (141) в (140) и получим:

После преобразований имеем:

По определению передаточная функция найдется:

Даже если  100, то С_эф  1000 пФ, поэтому по сравнению с пассивной корректирующей цепью частота среза этого корректирующего устройства оказывается много меньше частоты среза первого каскада ОУ.

Частотные характеристики ОУ с внутренней коррекцией имеют вид, показанный на рис. 59.

Рис. 59. Частотные характеристики ОУ с внутренней коррекцией

1. Причины неустойчивой работы схем с ОУ.

2. Частотная коррекция в предвыходном каскаде.

3. ОУ с внутренней частотной коррекцией.

Лекция 10. Частотная коррекция операционных усилителей.

Для того чтобы операционный усилитель был устойчив в широком диапазоне значений параметров цепей нагрузки и цепей отрицательной обратной связи, необходимо обеспечить однополюсной характер его АЧХ вплоть до частоты единичного усиления.

В многокаскадных ОУ количество полюсов не меньше количества используемых каскадов.

Введение частотной коррекции Миллера (*) приводит к удалению основного f_p2 и неосновного f_p1 полюсов друг от друга (рис. 10.1). При этом, частота неосновного полюса f_p1 располагается выше частоты единичного усиления f₁. Кроме того, наличие запаса по фазе 60 и более требует выполнения соотношения

(10.1)

Рис. 10.1. Влияние коррекции Миллера на АЧХ двухкаскадного операционного усилителя

Ближайший к основному неосновной полюс (f_p1) после проведения частотной коррекции согласно выражению (10.1) является ограничивающим для частоты единичного усиления ОУ.

Частотная коррекция двухкаскадных оу

Перечень основных разновидностей частотной коррекции двухкаскадных ОУ с помощью емкости Миллера приведен в табл. 10.1.

Т а б л и ц а 10.1. Основные методы частотной коррекции для двухкаскадных ОУ

Универсальный метод, оптимален для применения в низковольтных схемах ОУ, где ограничено использование каскода

Обеспечивает наименьшую частоту единичного усиления среди описываемых методов ( 0,4f_1max). Не имеет ограничений на максимальную крутизну выходного каскада

Применима в каскодных двухкаскадных ОУ с относительно небольшим диапазоном выходных токов

Обеспечивает наибольшую частоту единичного усиления (f_1max) среди описываемых методов, однако имеет определенные ограничения на крутизну выходного каскада

Вложенная каскодная коррекция Миллера (*) (ВККМ)

Применима в универсальных каскодных двухкаскадных ОУ

Обеспечивает несколько меньшую частоту единичного усиления, чем ККМ ( 0,8F₁), однако возможно устранить ограничение на крутизну выходного каскада

Коррекция Миллера

На рис. 10.2 показано упрощенное схемотехническое представление коррекции Миллера двухкаскадного ОУ с помощью емкости C_М, включенной между выходами каскадов.

Рис. 10.2. Упрощенная схема двухкаскадного ОУ с коррекцией Миллера

Рис. 10.3. Малосигнальная эквивалентная схема двухкаскадного ОУ с коррекцией Миллера

На эквивалентной схеме (рис. 10.3) C₂₃ и g₂₃ соответствуют входной емкости и крутизне первого (входного) каскада; r₂₃ – выходное сопротивление первого каскада; С₁ – входная емкость второго (выходного) каскада (без учета цепей частотной коррекции); g₁ – эквивалентная крутизна выходного каскада.

В табл. 10.2 приведены частоты полюсов и нулей ОУ с коррекцией Миллера, которые оказывают наиболее существенное влияние на АЧХ и ФЧХ в интересующем диапазоне частот.

Т а б л и ц а 10.2. Частоты полюсов и нулей ОУ с коррекцией Миллера

Основной полюс, f (Гц)

Неосновной полюс, f (Гц)

Влияние нуля (см. табл. 3.20), которое проявляется в дополнительном фазовом сдвиге, особенно сильно при С_Н = C_М и ослабевает при С_Н >> C_М. Для частичной нейтрализации влияния нуля, последовательно с емкостью Миллера включают дополнительное сопротивление R_М (рис. 10.4).

Рис. 10.4. Включение сопротивления последовательно с емкостью Миллера в двухкаскадных ОУ с коррекцией Миллера

Операционные усилители. Часть 2: Отличия реального операционного усилителя от идеального

В предыдущей публикации цикла мы ознакомились с моделью идеального операционного усилителя и узнали, как собрать на идеальном операционном усилителе пропорциональное (усилительное) звено.

В данной публикации цикла мы рассмотрим отличия «реального» операционного усилителя от «идеального», ознакомимся с ограничениями реального ОУ в следствие этих отличий, узнаем про основные характеристики реальных операционных усилителей.

На КДПВ изображены микросхемы К140УД708, советский аналог «классических» ОУ серии 741, и К574УД2Б, аналог популярного ОУ TL083.

Интегральный операционный усилитель достаточно сложное устройство, но объяснить его работу и дать описание основных характеристик можно и на упрощённых моделях.

Характеристики реального ОУ «в статике»

Чтобы разобраться с характеристиками ОУ в «статике», обратимся к эквивалентной схеме операционного усилителя для низких частот, изображённой на рисунке 1.1 на стр.6 [1]:

Основным элементом ОУ является безынерционное пропорциональное звено с коэффициентом передачи K. Напряжение с выхода этого звена через резистор R_вых подаётся на выход ОУ.

В datasheet обычно указываются следующие характеристики ОУ:

— Коэффициент усиления : характеристика ОУ, численно равная коэффициенту передачи К на постоянном токе или частотах ниже 10 Гц.

— Выходное сопротивление : характеристика ОУ, численно равная R_вых эквивалентной схемы с разомкнутой ООС.

На входы ОУ подаются напряжения U_вх+ и U_вх-. Входы имеют конечное сопротивление и могут потреблять ток, причём для каждого входа разный.

Сформулируем свойство 1 для реального операционного усилителя:

1. Входы реального ОУ имеют конечный импеданс, могут потреблять ток и влиять, таким образом, на входной сигнал.

Если неидеальность ОУ «по входам» во многом определяется ограничениями технологии, то неидеальность «по выходу» — ещё и ограничениями, накладываемыми источником питания.

Свойство 2 для реального операционного с учётом ограничений по питанию:

2. Выход реального ОУ имеет ненулевое сопротивление и может обеспечить ограниченный диапазон напряжений при ограниченном токе в нагрузке.

Ещё в datasheet на ОУ обязательно указывают:
— Номинальное напряжение питания
— Диапазон выходных напряжений
— Сопротивление нагрузки

Поясним рассмотренные параметры на примере операционного усилителя К140УД708.

Этот ОУ рассчитан на работу от двухполярного источника напряжения U_П = ± 15 В и может обеспечивать на выходе диапазон напряжений U_вых = ± 10,5 В на нагрузке сопротивлением R_н = 2 кОм. Ёмкость нагрузки не должна превышать 1000 пФ. Коэффициент усиления ОУ К140УД708 на частоте 5 Гц при U_П = ± 15 В, U_вых = ± 10 В и R_н = 2 кОм равен 30000.

Вернёмся к параметрам входных цепей:

— Диапазон синфазных входных напряжений : диапазон допустимых входных напряжений на соединённых вместе входах ОУ. Обычно лежит в пределах напряжения источника питания.

— Дифференциальное входное напряжение : диапазон допустимых входных напряжений между входами ОУ. Может лежать в пределах от долей вольта до напряжения однополярного источника питания (двух напряжений питания для двухполярного).

При подаче на входы реального операционного усилителя напряжений вне этих диапазонов возможен выход ОУ из строя.

— Входное сопротивление : сопротивление входа, измеренное при подаче на другой вход напряжения 0 В. На эквивалентной схеме обозначено R_вх. Может называться «входным сопротивлением для дифференциального сигнала». Для ОУ со входом на биполярных транзисторах может составлять 10 3 – 10 6 Ом и более. Входное сопротивление входов на полевых транзисторах значительно выше.

— Входное сопротивление для синфазного сигнала : обозначено на эквивалентной схеме как два резистора сопротивлением R_сф, включённых параллельно источникам тока I+ и I-. Обычно на один-два порядка превышает значение R_вх.

— Входной ток : среднеарифметическое значение суммы входных токов, обозначенных на эквивалентной схеме как два источника тока I+ и I-, измеренных при таком значении U_вх, что U_вых = 0. Входной ток может изменяться при изменении напряжения питания и сопротивления нагрузки.

— Входной ток смещения : абсолютное значение разности токов, втекающих в каждый вход при таком значении U_вх, что U_вых = 0. Характеризует «асимметрию» входов, вызванную технологическими причинами.

— Напряжение смещения : величина разности напряжений U_см = (U_вх+ – U_вх-) на входах операционного усилителя, при которой напряжение U_вых = 0. Т.к. U_см может иметь любой знак, на эквивалентной схеме оно складывается с U_вх-.

— Коэффициент подавления синфазных сигналов : на эквивалентной схеме подавление синфазных сигналов осуществляется безынерционным пропорциональным звеном, на вход которого подаётся разность напряжений (U_вх+ – U_вх-). Коэффициент передачи звена (0.5 / M_сф). Чем выше M_сф, тем меньше изменение синфазного сигнала влияет на выходное напряжение ОУ.

Характеристики реального ОУ «в динамике»

Основное отличие реального ОУ от идеального заключается в том, что в «динамике» реальный ОУ ведёт себя как фильтр низких частот (ФНЧ).

Отсюда свойства 3 и 4 реального операционного усилителя можно сформулировать так:

3. Коэффициент передачи реального ОУ с разомкнутой ООС может составлять 10 4 – 10 6 (80 — 120 дБ) на низких частотах и уменьшается с ростом частоты.

4. Время задержки распространения сигнала в реальном ОУ не равно нулю, по напряжению фаза выходного сигнала отстаёт от фазы входного сигнала.

Рассмотрим две важнейшие динамические характеристики реального ОУ:

— Частота единичного усиления : частота (Гц), при которой коэффициент усиления ОУ равен единице.

— Максимальная скорость нарастания выходного напряжения : характеристика (В/мкс), отражающая скорость реакции ОУ на прямоугольный импульс на входе.

Отличие реального ОУ от идеального в «динамике» разберём по методике, приведённой в разделе 7.1.4 на стр.86-88 [4].

Рассмотрим поведение реального ОУ без встроенной частотной коррекции по кривым, обозначенным I на диаграмме Боде, приведённой выше, и по эквивалентной схеме I.

На частотах ниже f₂ реальный ОУ ведёт себя как ФНЧ 1-го порядка с частотой среза f₁. Частота среза f₁ определяется характеристиками входного дифференциального каскада, обозначенных на эквивалентной схеме паразитным конденсатором, нарисованным пунктиром. На частотах в диапазоне от f₁ до f₂ АЧХ реального ОУ имеет наклон -6 дБ на октаву.

На частотах выше f₂ на АЧХ начинают оказывать влияние характеристики второго каскада ОУ. АЧХ на этих частотах имеет наклон -12 дБ на октаву, что соответствует характеристике ФНЧ 2-го порядка.

Фазовый сдвиг на частотах ниже f₁ равен 0°. Фазовый сдвиг в диапазоне от f₁ до f₂ равен -90°, а на частотах выше f₂ равен -180°.

Если на частоте f₂ коэффициент усиления ОУ больше единицы (0 дБ), отрицательная обратная связь становится положительной, и ОУ переходит в режим самовозбуждения.

Устойчивая работа реального ОУ в «динамике» достигается введением частотной коррекции.

На эквивалентной схеме II частотная коррекция обеспечивается введением в схему конденсатора C_K. Амплитудно-частотная и фазовая характеристики реального ОУ с однополюсной частотной коррекцией показаны на диаграмме Боде кривыми, обозначенными как II.

Суть однополюсной частотной коррекции: обеспечить такую частоту среза f_O1, чтобы на частоте f₁ коэффициент усиления ОУ был равен единице (0 дБ).

Таким образом, сделана встроенная частотная коррекция «классического» ОУ серии 741. Наличие встроенной частотной коррекции сделало ОУ этой серии крайне популярными. Частота единичного усиления f₀ такого ОУ невысокая — 1,0 МГц, но этого, как оказалось, достаточно для многих приложений.

Частоту единичного усиления f₀ можно поднять с помощью двухполюсной («опережающей») коррекции. На эквивалентной схеме III двухполюсная коррекция обеспечивается введением в схему резистора R_K, включённого последовательно с конденсатором C_K. Амплитудно-частотная и фазовая характеристики реального ОУ с двухполюсной частотной коррекцией показаны на диаграмме Боде кривыми, обозначенными как III.

Цепь «опережающей» частотной коррекции обеспечивает подъём АЧХ на 6 дБ на частотах выше f₁. Частота среза f_O2 выбрана таким образом, чтобы коэффициент усиления ОУ был равен единице на частоте f₂.

Следует отметить, что введение частотной коррекции повышает устойчивость звена на ОУ за счёт большей инерционности этого звена, и, следовательно, снижения скорости нарастания выходного напряжения.

Ограничения реального ОУ

Современные технологии позволяют выпускать недорогие rail-to-rail ОУ универсального применения, не требующие внешней «обвязки» в виде цепей частотной коррекции и коррекции нуля. Допустимые диапазоны входных сигналов (синфазного и дифференциального) и диапазон выходного сигнала таких ОУ обычно равны напряжению питания.

В настоящий момент времени разными производителями выпускается большое количество разнообразных ОУ с отличающимися параметрами, которые при выборе ОУ необходимо уточнять по datasheet производителя.

Сосредоточимся на ограничениях, справедливых для подавляющего количества существующих ОУ.

Реальный ОУ при отключении ООС переходит в режим насыщения за счёт высокого коэффициента усиления и наличия токов смещения.

Как и в случае идеального операционного усилителя характеристики схем на реальных ОУ определяются параметрами цепи ООС. Цепи ООС должны быть рассчитаны таким образом, чтобы при любом значении входных напряжений из рабочего диапазона выходной каскад ОУ не входил в режим насыщения.

Для снижения влияния сопротивления входов и выхода ОУ на параметры цепи ООС подбор номиналов резисторов R1 и R2 нужно осуществлять так, чтобы:
— сопротивление R1 было больше, чем выходное сопротивление ОУ R_вых;
— сопротивление R2 было меньше чем входное сопротивление R_вх.

Для компенсации тока смещения неинвертирующий вход ОУ подключается через резистор R3 с сопротивлением, равным сопротивлению параллельно включённых R1 и R2. Это необходимо для ОУ с входным каскадом на биполярных транзисторах и необязательно для ОУ с входным каскадом на полевых.

Схема инвертирующего усилителя с компенсацией тока смещения:

Схема неинвертирующего усилителя с компенсацией тока смещения:

Сопротивления резисторов R1, R2 для ОУ со входами на биполярных транзисторах обычно выбираются в пределах от 2 до 100 кОм так, чтобы сопротивление резистора R3 лежало в диапазоне от 2 до 10 кОм. При выборе сопротивления R2 в единицах МОм нужно быть готовым к тому, что ОУ с такими цепями ООС будет работать нестабильно.

Входное сопротивление инвертирующего усилителя на реальном ОУ приблизительно равно сопротивлению резистора R1.

Входное сопротивление неинвертирующего усилителя на реальном ОУ приблизительно равно входному сопротивлению синфазному сигналу R_сф операционного усилителя.

Также при расчёте ООС необходимо учитывать частотный диапазон. На рисунке ниже приведён пример зависимости диапазона рабочих частот от коэффициента передачи звена на ОУ:

Как видно из графика, c увеличением коэффициента передачи диапазон рабочих частот сужается. То есть, звено на ОУ может обеспечивать k = 1 (0 дБ) на частотах ниже f₀, k = 10 (20 дБ) на частотах ниже f₂₀ и т.д.

Помимо всего вышесказанного, реальный ОУ подвержен влиянию внешней среды и имеет температурный дрейф параметров, зависимость от нестабильности источника питания, ограничения по тепловыделению и т.д.

▍ От автора

Нельзя объять необъятное и раскрыть в одной статье все нюансы всех характеристик всех существующих операционных усилителей. Я очень надеюсь, что данная публикация даст ключ к пониманию основ.

«Библией» разработки на ОУ является, несомненно, «Искусство схемотехники» Хоровица и Хилла. Но как это работает изнутри, я окончательно разобрался только при разборе моделей, которые привёл в этой публикации.

Данный цикл публикаций состоит из семи частей. Краткое содержание публикаций:

1. Предпосылки появления ОУ. «Идеальный» операционный усилитель. Инвертирующий и неинвертирующий усилители, повторитель.
2. Отличия «реального» ОУ от «идеального». Основные характеристики реального ОУ. Ограничения реального ОУ. < — Вы тут
3. Суммирующий усилитель. Разностный усилитель. Измерительный усилитель. Интегрирующее звено. Дифференцирующее звено. Схема выборки-хранения.
4. Активный детектор. Активный пиковый детектор. Логарифмический усилитель. Активный ограничитель сигнала. Компаратор на ОУ. Источник опорного напряжения. Источник тока. Усилитель мощности.
5. Частотно-зависимая обратная связь в ОУ. Активные фильтры на ОУ. Генераторы сигналов на ОУ.
6. Однополярное включение ОУ. Входные помехи, «развязки» и защиты входных цепей, экранирование.
7. Операционные усилители на лампах.

▍ Использованные источники:

1. Гутников. Интегральная электроника в измерительных устройствах. Энергоатомиздат, 1988
2. Хоровиц, Хилл. Искусство схемотехники. 2-изд. Мир, 1993
3. Титце, Шенк. Полупроводниковая схемотехника. 5-изд. Мир, 1982
4. Шкритек. Справочное руководство по звуковой схемотехнике. Мир, 1991