Как подобрать конденсатор для сглаживания пульсаций

4.1.4 Расчет сглаживающего фильтра. Выбор конденсатора фильтра.

4.1.4.1 Для сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения будем использовать Г-образный индуктивно-емкостной фильтр с последовательным включением выпрямленного моста и дросселя фильтра, и параллельным включением конденсатора нагрузки.

Индуктивность сглаживающего фильтра, Гн:

где m — номер гармоники выпрямленного напряжения, равная 6 согласно

— частота сети равная 50;

— круговая частота, 2;

— максимальное значение анодного тока, равное 10 А.

Подставили численные значения:

= 5.371Гн;

2= 100

4.1.4.2 Коэффициент фильтрации:

=

где =0.5%=0.005 — коэффициент пульсаций

Подставили численные значения:

= = 20.25 ;

4.1.4.3 Ёмкость конденсатора фильтра, мкФ:

= ;

Подставили численные значения, приняли равным 55Гн, согласно пункту 4.1.4.1:

= = 985мкФ;

В качестве конденсатора фильтра выбрали, конденсатор 1000мкФ 1250 В.

Расчёт сглаживающего дросселя

Сглаживающий дроссель предназначен для уменьшения пульсаций выпрямленного тока. По обмотке дросселя протекают переменная и постоянная составляющие выпрямленного тока. Постоянная составляющая

создаёт поток вынужденного намагничивания сердечника дросселя. Индуктивность дросселя зависит от величины этого магнитного потока. Чтобы ослабить эту зависимость, в сердечнике делают немагнитные зазоры. Для расчёта сглаживающего дросселя предварительно задались следующими

— коэффициент заполнения окна магнитопровода = 0.25;

— коэффициент, характеризующий отношение высоты окна магнитопровода к ширине = b/;

— коэффициент, характеризующий отношение магнитного сопротивления зазора к магнитному сопротивлению стали = 10;

— плотность тока = 3;

— число витков обмотки дросселя W=25;

— относительная динамическая магнитная проницаемость стали =700.

4.1.4.4 Величина немагнитного зазора:

=

Подставили численные значения:

= = 1.86мм ;

4.1.4.5 Площадь поперечного сечения зазора:

=

Подставили численные значения:

= = 0.013.

4.1.4.6 Размер сечения окна магнитопровода:

= ;

с = d =

Подставили численные значения:

= = 9.129м.

с = d = = 0.081 м.

4.1.4.7 Сечение меди проводом:

q = ;

Подставили численные значения:

q = = 3.333= 3.333;

4.1.4.8 Средняя длина витка обмотки:

= ;

Подставили численные значения:

= = 0.538м.

4.1.4.9 Активное сопротивление обмотки

R =

где удельное сопротивление меди.

Подставили численные значения:

R = = 0.077Ом.

4.1.4.10 Падение напряжения на активном сопротивлении обмотки:

= 2

Подставили численные значения:

= 2 = 1.54 В

4.1.4.11 Потери в меди обмотки дросселя:

=

Подставили численные значения:

= = 7.7 Вm

4.1.5 Выбор и расчёт устройств защиты от аварийных токов и напряжений.

Для защиты преобразователя от аварийных токов и напряжений будем использовать два вида устройств: автоматический выключатель QF1 и плавкие предохранители FU1-FUl О.

Выбор автоматического выключателя

Автоматический выключатель включается в цепь первичных обмоток трансформатора. Выбор выключателя осуществляется из условий напряжения питания преобразователя (=660В±10%),частоты питающей сети (= 50Гц), действующего значения входного тока (=11.133 А), а также из условия отношения пускового тока к номинальному (/=5). Исходя из этих условий, выбрали автоматический выключатель АЕ 2026- 10Н-00 У3-А 660В 16А.

Выбор плавких предохранителей

Выбор плавких предохранителей в цепи каждого тиристора осуществляем из условия действующего значения анодного тока (=5.613 А). Выбрали плавкий предохранитель ВПТ6-35-10А-600в;

4.2.Система управления тиристорным выпрямителем Структурная схема системы управления показана на рисунке 4.2.1

Данная схема реализуется на микросхеме UAA145, схема включения согласно технической документации завода изготовителя.

Для регулирования угла коммутации тиристоров используется делитель напряжения, выполненный на резисторах R1 и R2, задающих опорное напряжения на входе компаратора Us.

На рисунке 4.2.2 приведена временная диаграмма управления тиристорным выпрямителем.

Необходимо регулировать Us в пределах от О до 5 В, согласно технической документации на микросхему UAA145.

Рассчитываем делитель напряжения:

Задаём ток делителя равным =0.01А:

Рассчитываем верхнее сопротивление .

=

Подставляем численные значения

= = 1кОм

Аналогично рассчитываем значение нижнего резистора R₂

= = 0.5кОм

Выбираем переменный резистор марки ППЗ на 470 Ом.

3 Сглаживающие фильтры

При рассмотрении схем выпрямителей было установлено, что выпрямленное напряжение всегда является пульсирующим и содержит кроме постоянной и переменные составляющие. Допустимые значения коэффициента пульсаций зависят от назначения и режима работы устройства. Поскольку в любой схеме выпрямителя коэффициент пульсаций выходного напряжения во много раз превышает пределы допустимых значений, на выходе выпрямителей включают сглаживающие фильтры. Основными требованиями, предъявляемыми к сглаживающему фильтру, являются уменьшение переменной составляющей и минимальное уменьшение постоянной составляющей выпрямленного напряжения. Последнее связано с тем, что фильтр включают между выпрямителем и нагрузкой и через него проходит весь ток нагрузки. При этом одновременно с уменьшением переменной составляющей за счет потерь в фильтре уменьшается и постоянная составляющая выпрямленного напряжения.

Одним из основных параметров фильтра является коэффициент сглаживания.

Коэффициентом сглаживания называют отношение коэффициента пульсаций на входе фильтра к коэффициенту пульсаций на выходе фильтра:

Роль простейших сглаживающих фильтров могут играть индуктивные катушки (дроссели), включенные последовательно с нагрузкой, и конденсаторы, включенные параллельно нагрузке.

Рис.7. Простейшие L -, C — фильтры

Для обеспечения хорошего сглаживания необходимо, чтобы индуктивное сопротивление фильтра (рис. 7), включенного последовательно с нагрузкой, было значительно больше сопротивления нагрузки на частоте пульсаций , т. е. >> . Так как активное сопротивление дросселя обычно невелико, то постоянная составляющая выпрямленного тока не создаст потерь постоянного напряжения, и постоянные напряжения на входе фильтра и на нагрузке можно считать практически равными .

Применение индуктивного фильтра выгодно при малых сопротивлениях нагрузки (в выпрямителях малой мощности), так как в этом случае требуется небольшая индуктивность для получения необходимого коэффициента сглаживания.

При включении конденсатора параллельно нагрузке (рис. 7) для лучшего сглаживания пульсаций его емкостное сопротивление должно быть значительно меньше сопротивления нагрузки, т. е.

В качестве конденсаторов фильтра обычно используют электролитические конденсаторы, обладающие большой емкостью.

Ш ирокое применение на практике находят Г — образные индуктивно-емкостные фильтры (рис. 8).

По заданному коэффициенту сглаживания пульсаций можно найти значение произведения по следующей формуле:

где т — число фаз выпрямления (для однополупериодной схемы т = 1, для двухполупериодных схем m = 2, для трехфазной m = 3); — угловая частота сети.

LC – фильтр будет хорошо работать при >> , и ток через дроссель и нагрузку должен быть непрерывным. Для обеспечения этого необходимо иметь дроссель с минимальной индуктивностью

Определив из (47) и подставив ее в (46), можно определить С_ф.

Более эффективным является П — образный фильтр. На рис. 9а показана схема такого фильтра, представляющего собой сочетание простейшего емкостного и Г — образного фильтров.

Для получения более высокого коэффициента сглаживания пульсаций необходимо увеличивать и , что приводит к увеличению габаритных размеров и масс дросселей и конденсаторов. В этом случае лучшие результаты получаются с помощью сложных многозвенных фильтров, состоящих из нескольких последовательно соединенных Г — образных звеньев фильтра (рис. 9б).

Рис. 9. П – образные фильтры

Коэффициент сглаживания многозвенного фильтра равен произведению коэффициентов сглаживания фильтров:

Обычно коэффициенты сглаживания отдельных звеньев принимают равными друг другу.

При небольших значениях выпрямленного тока (порядка 10 — 15 мА) и небольших значениях коэффициента сглаживания в целях удешевления и упрощения фильтра дроссель можно заменить активным сопротивлением. Тогда получится RC — фильтр (рис. 9в), для которого  :

Сопротивление обычно принимают равным (0,2 — 0,3) , а конденсатор С_ф выбирают на напряжение, равное напряжению на нагрузке при холостом ходе выпрямителя.

В и -фильтрах объем и масса дросселя становятся соизмеримыми с объемом и массой трансформатора. В фильтрах, использующих вместо дросселя транзистор масса и габариты значительно ниже и выходное сопротивление фильтра мало. Принцип действия таких фильтров основан на использовании особенностей выходной характеристики транзисторов. При выборе рабочей точки транзистора после перегиба выходной характеристики Сопротивление между коллектором и эмиттером постоянному току будет меньше, чем сопротивление переменному току, поэтому транзистор можно использовать вместо дросселя в схеме фильтра. Напряжение на выходе транзисторного фильтра всегда меньше входного, КПД транзисторных фильтров низок. При расчете выпрямителя надо учитывать характер сопротивления нагрузки, от которого во многом. Зависят расчетные соотношения. В реальных схемах выпрямителей сопротивление нагрузки редко бывает активным. Это связано с тем, что сглаживающий фильтр, включенный между выпрямителем и нагрузкой, представляет собой реактивное сопротивление.

3.3 Расчет пассивного сглаживающего фильтра

Пример 3.3.1. Исходными данными для расчета индуктивно- емкостного сглаживающего фильтра являются:

• номинальное выходное напряжение U₀ =48 В;
• номинальный выходной ток I₀ =3 А;
• “скачок” тока в нагрузке ΔI₀ =50 %;
• амплитуда пульсации выходного напряжения U_m2 =0,4 В;
• коэффициент полезного действия η_Ф =0,95;
• частота сетевого напряжения f_С =50 Гц.

На рис. 3.19 приведена схема выпрямителя c LC-сглаживающим фильтром. Рисунок 3.19 – Индуктивно- емкостной сглаживающий фильтр 1. Коэффициент пульсации (К_{п вых}) напряжения на нагрузке выпрямителя определяется из соотношения: . (3.7) 2. Требуемый коэффициент сглаживания равен: . (3.8) 3. Произведение индуктивности и емкости сглаживающего фильтра рассчитывается согласно выражению: . (3.9) 4. Для обеспечения индуктивной реакции фильтра рассчитывается критическое значение индуктивности: , (3.10) где круговая частота пульсаций равна Принимая , получаем . 5. Определяем емкость сглаживающего фильтра: . (3.11) 6. Для выбора конденсатора рассчитывается рабочее напряжение, учитывающее перенапряжения при переходных процессах: . (3.12) 7. Исходя из заданного значения амплитуды пульсации выходного напряжения U_m2, ёмкости конденсатора С и рабочего напряжения U_раб выбираем тип и номинал конденсатора по таблицам приложения В. При этом, выбирать конденсатор следует так, чтобы ёмкость была больше или равна расчётному значению, номинальное напряжение U_раб. больше или равно 1,5 U₀, а допустимая величина пульсации на частоте преобразования больше U_m2 . В противном случае следует выбирать С на большее рабочее напряжение, либо переходить к другому типу конденсатора. Для конденсаторовECR (таблица П6) указан допустимый пульсирующий ток частоты 120 Гц — I (120Гц), который можно пересчитать в пульсирующий ток заданной частоты преобразования и температуры (рисунок П 1) I_f = I_f120 * K * n и найти допустимое напряжение пульсаций для данного конденсатора: U_f = I_f /(2·f_п· С). Очевидно, что для выбранного типа конденсатора U_f должно быть больше или равно U_m2. Конденсаторы можно включать параллельно, поскольку конденсаторы меньшей ёмкости допускают большие пульсации напряжения . Для конденсаторов К50-53 (таблица П7) указан допустимый пульсирующий ток частоты 100 Герц — I(100Гц), который можно пересчитать в пульсирующий ток заданной частоты преобразования (рисунок П 2) I_f = I_f100 * K и найти допустимое напряжение пульсаций для данного конденсатора: U_f = I_f /(2·f_п· С). Очевидно, что для выбранного типа конденсатора U_f должно быть больше или равно U_m2. Конденсаторы можно включать параллельно, поскольку конденсаторы меньшей ёмкости допускают большие пульсации напряжения. Для конденсаторов К50-68(таблица П8) указывается амплитуда переменной составляющей напряжения пульсаций, но её зависимость от частоты (рисунок П3) и температуры( рисунок П4) отличается от рассмотренных ранее и находится по формуле U_f = U_f50 * K * n. Очевидно, что для выбранного типа конденсатора U_f должно быть больше или равно U_m2. Конденсаторы можно включать параллельно, поскольку конденсаторы меньшей ёмкости допускают большие пульсации напряжения. Конденсаторы К73-50могут работать на переменном токе, не критичны к пульсациям, но имеют существенную массу и объём, что следует учитывать при выборе типа конденсатора. Выбираем конденсатор К50-68-100В-1000мкФ-Т, шесть штук параллельно. Проверяем их на допустимый уровень переменной составляющей на частоте пульсаций — 100 Гц. U_f50 =1,8В. U_f = U_f50 * K * n =1,8*0,7*1=1,26 В, что больше действующих на нём пульсаций выходного напряжения – 0,4 В. Следовательно конденсатор нам подходит. Пример 3.3.2. Исходными данными для расчета LC- сглаживающего фильтра являются:

• номинальные выходное напряжение U₀ =48 В;
• номинальный выходной ток I₀ =3 А;
• “скачок” тока в нагрузке ΔI₀ =50 %;
• амплитуда пульсации выходного напряжения U_m2 =0,4В;
• коэффициент полезного действия η_Ф =0,95;
• частота пульсаций f _п=20 кГц;
• коэффициент заполнения импульсов входного

напряжения (рис. 3.20) t_И/T=K_З =0,8 Рисунок 3.20 – Напряжение на входе LC- сглаживающего фильтра 1. Среднее значение выпрямленного напряжения равно: . (3.13) 2. С другой стороны среднее напряжение для прямоугольной формы рисунка 3.19 определяется выражением: , откуда (3.14) 3. Амплитуду первой гармоники пульсации входного напряжения фильтра рассчитывается из выражения: . (3.15) 4. Коэффициент пульсаций на входе сглаживающего фильтра определяется как . (3.16) 5. Определяем коэффициент сглаживания фильтра: . (3.17) 6. Величина индуктивности определяется из условия допустимого перенапряжения, возникающего во время переходных процессов при “сбросе” тока нагрузки, где перенапряжение , т.е. 10 %. или . (3.18) Отсюда находим 7. Произведение индуктивности и емкости сглаживающего фильтра рассчитывается согласно выражению: . (3.19) Следовательно, . 8. Исходя из заданного значения амплитуды пульсации выходного напряжения U_m2, ёмкости конденсатора С и рабочего напряжения U_раб выбираем тип и номинал конденсатора по таблицам приложения В. Для нашего примера возьмём конденсатор ECR-100В-33мкФ. Проверим его на допустимый уровень пульсаций на частоте — 20 кГц. I_f120 =170мА. I_f = I_f120 * K * n =170*1,4*1=238 мА пересчитываем ток в напряжение пульсаций для данного конденсатора: . Что существенно меньше действующих на нём пульсаций выходного напряжения – 0,4 В. Следовательно электролитический конденсатор нам не подходит. Поэтому выбираем плёночный конденсатор К73-50-250В-22 мкф ± 10%, который может работать и на переменном токе, хотя он проигрывает по массо-объёмным показателям электролитам.

Сглаживающие фильтры выпрямителей блоков питания

Потолковали мы основательно на предыдущей странице про разные виды диодных выпрямителей, перебросились парой фраз на тему простейших ёмкостных фильтров, а вопрос достижения параметра коэффициента пульсаций К_п в пределах 10 -5 . 10 -4 так и повис в воздухе – уж очень немалым получается номинал ёмкости сглаживающего конденсатора.

Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения К_п является важнейшим параметром выпрямителя. Его численное значение равно отношению амплитудного значения пульсирующего напряжения к его постоянной составляющей.
Напомню выдержку из печатного издания, приведённую на предыдущей странице:
«Коэффициент пульсаций выбирают самостоятельно в зависимости от предполагаемой нагрузки, допускающей питание постоянным током определённой «чистоты»:
10 -3 . 10 -2 (0,1-1%) – транзисторные радиоприёмники и магнитофоны,
10 -4 . 10 -3 (0,01-0,1%) – усилители радио и промежуточной частоты,
10 -5 . 10 -4 (0,001-0,01%) – предварительные каскады усилителей звуковой частоты и микрофонных усилителей.»

Помимо этого в характеристиках выпрямителей может использоваться и понятие коэффициента фильтрации (коэффициента сглаживания).
Коэффициент фильтрации, он же коэффициент сглаживания — величина, численно равная отношению коэффициента пульсаций на входе фильтра к коэффициенту пульсаций на выходе фильтра К_с = К_п-вх/К_п-вых .
Для многозвенных фильтров коэффициент фильтрации равен произведению коэффициентов фильтрации отдельных звеньев.

В слаботочных цепях вопрос снижения пульсаций решается легко и кардинально — применением интегральных стабилизаторов. Параметр подавления пульсаций (Ripple Rejection) у подобных массовых ИМС составляет не менее 50дБ (в 360раз по напряжению), что при высокой «чистоте» выходного напряжения позволяет уменьшить ёмкости электролитов в 5-10 раз.

Если же у разработчика нет возможности (либо желания) включать в состав устройства стабилизаторы напряжения, то реальным подспорьем окажутся индуктивно-ёмкостные или активные сглаживающие фильтры.

Начнём с фильтров, выполненных из индуктивных элементов – дросселей и из ёмкостных элементов – конденсаторов.

Рис.1 Ёмкостные и индуктивно-ёмкостные LC сглаживающие фильтры

На Рис.1а приведена схема простейшего ёмкостного сглаживающего фильтра. Принцип действия заключается в накоплении электрической энергии конденсатором фильтра и последующей отдачи этой энергии в нагрузку.

Для того чтобы не ограничиваться 50-ти герцовыми блоками питания, но и иметь возможность расчёта фильтров импульсных ИП, приведу универсальные формулы, учитывающие частоту входного сигнала F :
С1 = I_н/(3,14×U_н×F×К_п) для однополупериодных выпрямителей и
С1 = I_н/(6,28×U_н×F×К_п) – для двухполупериодных.
К_п – это коэффициент пульсаций, равный отношению амплитудного значения пульсирующего напряжения к его постоянной составляющей, а
F – частота переменного напряжения на входе диодного выпрямителя.

Переходим к индуктивно-ёмкостным LC фильтрам.

ВНИМАНИЕ. Потребность в такого рода цепях возникает исключительно в случаях необходимости получить низкий уровень пульсаций в достаточно мощных сетевых блоках питания, либо в высокочастотных импульсных ИП. Связано это с тем, что для эффективной работы LC-фильтра, индуктивное сопротивление катушки X_L на частоте подавления стремятся сделать значительно больше Rн. А это, в свою очередь, приводит к тому, что в условиях низких частот и малых токов (высоких Rн) индуктивность дросселя получается необоснованно высокой.

Г-образный индуктивно-ёмкостной LC фильтр 2-го порядка (Рис.1б) обладает значительно лучшими фильтрующими свойствами по сравнению с обычным ёмкостным.
Произведение LC (Гн*мкФ) зависит от необходимого коэффициента сглаживания фильтра и определяется по приближенной формуле:
L1(Гн)×С1(МкФ) = 25000/(F 2 (Гц)×К_п) для однополупериодных выпрями- телей и
L1×С1 = 12500/(F 2 ×К_п) — для двухполупериодных, где
С1(МкФ)/L1(мГн) = 1000/R_н 2 (Ом) .

Схема П-образного LC-фильтра приведена на Рис.1в. Сглаживающее действие П-образного LC-фильтра можно упрощённо представить как совместное действие двух фильтров, описанных выше, а коэффициент сглаживания – как произведение коэффициентов сглаживания звеньев: ёмкостного и Г-образного индуктивно-ёмкостного.
Наилучшими фильтрующими свойствами обладают LC-фильтры Чебышева.
Напишем формулу, исходя из рекомендаций, изложенных на странице – (ссылка на страницу): С1 = С2 ; С1(МкФ)/L1(мГн) = 1176/R_н 2 (Ом) .

Уменьшить напряжение пульсаций на выходе однозвенного П-образного LC-фильтра можно, включив параллельно дросселю L1 неполярный конденсатор С3 (Рис.1г), который вместе с индуктивностью катушки образует режекторный фильтр. Если ёмкость конденсатора С3 выбрать такой, чтобы резонансная частота контура L1-С3 равнялась частоте пульсаций (F при однополупериодном выпрямлении или 2F при двухполупериодном), то большая часть напряжения пульсаций задержится этим контуром и лишь незначительная перейдёт в нагрузку.
Итак: С3 = 1/(39,44×L1×F 2 ) для однополупериодных выпрямителей и
С3 = 1/(9,86×L1×F 2 ) – для двухполупериодных.
Все остальные номиналы элементов – такие же, как в предыдущей схеме.

Давайте сдобрим пройденный материал онлайн калькулятором.

Расчёт элементов сглаживающего фильтра блока питания

Сглаживающие фильтры выпрямителей блоков питания

Ёмкостные, индуктивно-ёмкостные, активные сглаживающие
фильтры. Схемы, свойства, онлайн калькулятор

Потолковали мы основательно на предыдущей странице про разные виды диодных выпрямителей, перебросились парой фраз на тему простейших ёмкостных фильтров, а вопрос достижения параметра коэффициента пульсаций К_п в пределах 10 -5 . 10 -4 так и повис в воздухе – уж очень немалым получается номинал ёмкости сглаживающего конденсатора.

Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения К_п является важнейшим параметром выпрямителя. Его численное значение равно отношению амплитудного значения пульсирующего напряжения к его постоянной составляющей.
Напомню выдержку из печатного издания, приведённую на предыдущей странице:
«Коэффициент пульсаций выбирают самостоятельно в зависимости от предполагаемой нагрузки, допускающей питание постоянным током определённой «чистоты»:
10 -3 . 10 -2 (0,1-1%) – транзисторные радиоприёмники и магнитофоны,
10 -4 . 10 -3 (0,01-0,1%) – усилители радио и промежуточной частоты,
10 -5 . 10 -4 (0,001-0,01%) – предварительные каскады усилителей звуковой частоты и микрофонных усилителей.»

Помимо этого в характеристиках выпрямителей может использоваться и понятие коэффициента фильтрации (коэффициента сглаживания).
Коэффициент фильтрации, он же коэффициент сглаживания — величина, численно равная отношению коэффициента пульсаций на входе фильтра к коэффициенту пульсаций на выходе фильтра К_с = К_п-вх/К_п-вых .
Для многозвенных фильтров коэффициент фильтрации равен произведению коэффициентов фильтрации отдельных звеньев.

В слаботочных цепях вопрос снижения пульсаций решается легко и кардинально — применением интегральных стабилизаторов. Параметр подавления пульсаций (Ripple Rejection) у подобных массовых ИМС составляет не менее 50дБ (в 360раз по напряжению), что при высокой «чистоте» выходного напряжения позволяет уменьшить ёмкости электролитов в 5-10 раз.

Если же у разработчика нет возможности (либо желания) включать в состав устройства стабилизаторы напряжения, то реальным подспорьем окажутся индуктивно-ёмкостные или активные сглаживающие фильтры.

Начнём с фильтров, выполненных из индуктивных элементов – дросселей и из ёмкостных элементов – конденсаторов.

Рис.1 Ёмкостные и индуктивно-ёмкостные LC сглаживающие фильтры

На Рис.1а приведена схема простейшего ёмкостного сглаживающего фильтра. Принцип действия заключается в накоплении электрической энергии конденсатором фильтра и последующей отдачи этой энергии в нагрузку.

Для того чтобы не ограничиваться 50-ти герцовыми блоками питания, но и иметь возможность расчёта фильтров импульсных ИП, приведу универсальные формулы, учитывающие частоту входного сигнала F :
С1 = I_н/(3,14×U_н×F×К_п) для однополупериодных выпрямителей и
С1 = I_н/(6,28×U_н×F×К_п) – для двухполупериодных.
К_п – это коэффициент пульсаций, равный отношению амплитудного значения пульсирующего напряжения к его постоянной составляющей, а
F – частота переменного напряжения на входе диодного выпрямителя.

Переходим к индуктивно-ёмкостным LC фильтрам.

ВНИМАНИЕ. Потребность в такого рода цепях возникает исключительно в случаях необходимости получить низкий уровень пульсаций в достаточно мощных сетевых блоках питания, либо в высокочастотных импульсных ИП. Связано это с тем, что для эффективной работы LC-фильтра, индуктивное сопротивление катушки X_L на частоте подавления стремятся сделать значительно больше Rн. А это, в свою очередь, приводит к тому, что в условиях низких частот и малых токов (высоких Rн) индуктивность дросселя получается необоснованно высокой.

Г-образный индуктивно-ёмкостной LC фильтр 2-го порядка (Рис.1б) обладает значительно лучшими фильтрующими свойствами по сравнению с обычным ёмкостным.
Произведение LC (Гн*мкФ) зависит от необходимого коэффициента сглаживания фильтра и определяется по приближенной формуле:
L1(Гн)×С1(МкФ) = 25000/(F 2 (Гц)×К_п) для однополупериодных выпрями- телей и
L1×С1 = 12500/(F 2 ×К_п) — для двухполупериодных, где
С1(МкФ)/L1(мГн) = 1000/R_н 2 (Ом) .

Схема П-образного LC-фильтра приведена на Рис.1в. Сглаживающее действие П-образного LC-фильтра можно упрощённо представить как совместное действие двух фильтров, описанных выше, а коэффициент сглаживания – как произведение коэффициентов сглаживания звеньев: ёмкостного и Г-образного индуктивно-ёмкостного.
Наилучшими фильтрующими свойствами обладают LC-фильтры Чебышева.
Напишем формулу, исходя из рекомендаций, изложенных на странице – (ссылка на страницу): С1 = С2 ; С1(МкФ)/L1(мГн) = 1176/R_н 2 (Ом) .

Уменьшить напряжение пульсаций на выходе однозвенного П-образного LC-фильтра можно, включив параллельно дросселю L1 неполярный конденсатор С3 (Рис.1г), который вместе с индуктивностью катушки образует режекторный фильтр. Если ёмкость конденсатора С3 выбрать такой, чтобы резонансная частота контура L1-С3 равнялась частоте пульсаций (F при однополупериодном выпрямлении или 2F при двухполупериодном), то большая часть напряжения пульсаций задержится этим контуром и лишь незначительная перейдёт в нагрузку.
Итак: С3 = 1/(39,44×L1×F 2 ) для однополупериодных выпрямителей и
С3 = 1/(9,86×L1×F 2 ) – для двухполупериодных.
Все остальные номиналы элементов – такие же, как в предыдущей схеме.

Давайте сдобрим пройденный материал онлайн калькулятором.

Расчёт элементов сглаживающего фильтра блока питания

Транзисторные фильтры по сравнению с ёмкостными сглаживающими фильтрами имеют меньшие габариты, массу и более высокий коэффициент сглаживания пульсаций. Они позволяют уменьшить в десяток раз (при том же уровне пульсаций) номинал сглаживающего конденсатора, либо уменьшить в аналогичное количество раз амплитуду пульсаций при неизменном значении ёмкости.

Рис.2 Активные транзисторные сглаживающие фильтры

На Рис.2а приведена схема наиболее распространённого транзисторного фильтра.

Напряжение с высокой амплитудой пульсаций, поступающее на коллектор транзистора, по сути, является напряжением питания эмиттерного повторителя, образованного Т1.
В это же время цепь базы питается через резисторы смещения и интегрирующую цепь R1C1, которая сглаживает пульсации напряжения на базе. Чем больше постоянная времени T=R1*C1, тем меньше пульсации напряжения на базе, а так как устройство представляет собой эмиттерный повторитель, то на выходе фильтра пульсации будут столь же малыми, как и на базе.
Для того, чтобы снизить зависимость напряжения на выходе фильтра от уровня передаваемой мощности, ток через делитель R1R2 выбирают в 5…10 раз большим, чем ток, ответвляющийся в базу при минимальном сопротивлении нагрузки.
При расчёте номиналов элементов делителя, следует исходить из напряжения на базе транзистора:
U_б = U_вх — U_{вх пульсаций} — (2,5. 3В) .
В этом случае будет обеспечена работа регулирующего транзистора в активном режиме, а падение напряжения на нём составит величину:
U_кэ = U_{вх пульсаций} + (3,1. 3,6В) .

Коэффициент полезного действия транзисторного фильтра будет тем больше, чем меньше падание постоянного напряжения на силовом транзисторе. Из формулы видно, что для обеспечения высокого КПД активного сглаживающего фильтра, на вход устройства следует подавать уже отфильтрованное до определённого уровня напряжение.
На практике это делается включением на вход простейшего ёмкостного фильтра (Рис.1а), уровень пульсаций которого можно посчитать на приведённом выше калькуляторе.

Эффективность активных сглаживающих фильтров напрямую зависит от величины коэффициента усиления транзистора. Чем выше h21 полупроводника, тем больших величин можно выбрать номиналы резисторов R1, R2 — тем лучшими фильтрующими свойствами будет обладать схема. Поэтому в данной ситуации не стоит даже рассматривать транзисторы с h21

Для дальнейшего улучшения фильтрующих свойств сглаживающего фильтра можно применить двухзвенный RC-фильтр в цепи базы транзистора (Рис.2б).
Здесь сумма значений сопротивления резисторов R1 и R2 равна сопротивлению резистора R1 в предыдущем устройстве, а сопротивление резистора R3 равно сопротивлению резистора R2 в фильтре (Рис.2а).

Ещё эффективней будет работать транзисторный фильтр, у которого в цепь базы транзистора вместо R2 (Рис.1а), либо R3 (Рис.1б) включить стабилитрон с напряжением пробоя, равным значению, рассчитанному для резистивного делителя.